【導讀】對於許多設計人員來說，反激拓撲是低性能、低(di)效(xiao)率(lv)和(he)差(cha)的(de)交(jiao)叉(cha)調(tiao)節(jie)的(de)同(tong)義(yi)詞(ci)。為(wei)了(le)充(chong)分(fen)發(fa)揮(hui)這(zhe)種(zhong)拓(tuo)撲(pu)的(de)潛(qian)力(li)
，需(xu)要(yao)很(hen)好(hao)地(di)理(li)解(jie)它(ta)的(de)許(xu)多(duo)不(bu)那(na)麼(me)明(ming)顯(xian)的(de)微(wei)妙(miao)之(zhi)處(chu)。本(ben)篇(pian)文(wen)章(zhang)主(zhu)要(yao)先(xian)介(jie)紹(shao)反(fan)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)基(ji)礎(chu)知(zhi)識(shi)回(hui)顧(gu)。

對於許多設計人員來說，反激拓撲是低性能、低(di)效(xiao)率(lv)和(he)差(cha)的(de)交(jiao)叉(cha)調(tiao)節(jie)的(de)同(tong)義(yi)詞(ci)。為(wei)了(le)充(chong)分(fen)發(fa)揮(hui)這(zhe)種(zhong)拓(tuo)撲(pu)的(de)潛(qian)力(li)，需(xu)要(yao)很(hen)好(hao)地(di)理(li)解(jie)它(ta)的(de)許(xu)多(duo)不(bu)那(na)麼(me)明(ming)顯(xian)的(de)微(wei)妙(miao)之(zhi)處(chu)。本(ben)篇(pian)文(wen)章(zhang)主(zhu)要(yao)先(xian)介(jie)紹(shao)反(fan)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)基(ji)礎(chu)知(zhi)識(shi)回(hui)顧(gu)。

一、能量傳輸

反fan激ji式shi轉zhuan換huan器qi首shou先xian在zai主zhu電dian源yuan開kai關guan打da開kai時shi將jiang能neng量liang從cong輸shu入ru源yuan存cun儲chu到dao變bian壓ya器qi中zhong。當dang開kai關guan關guan閉bi時shi
，變bian壓ya器qi電dian壓ya反fan轉zhuan，正zheng向xiang偏pian置zhi輸shu出chu捕bu捉zhuo二er極ji管guan並bing將jiang能neng量liang輸shu送song到dao輸shu出chu。

對於反激式拓撲

，輸出可以是正的或負的（由變壓器極性點定義）。有兩種基本的能量傳輸工作模式。第一種是連續導通模式 (CCM)
，當下一個導通周期開始時，存儲在反激變壓器中的部分能量仍保留在變壓器中。第二種模式是非連續導通模式 (DCM)，其中存儲在變壓器中的所有能量在關斷期間轉移到負載。臨界導通模式 (CRM) 是第三種模式，也稱為過渡模式 (TM)，它正好位於 DCM 和 CCM 之間的邊界處，發生在開關周期結束時存儲的能量剛好為零時。

圖1 CCM

DCM

圖2 TM

圖1和2圖示了CCM
、DCM和TM工作模式。圖 3 說明了 CCM 和 DCM 工作時的電流。

圖3

DCM 工作時，當初級 MOSFET 導通時
，初級電流從零開始並上升到峰值
，該峰值可能是可比 CCM 應用中峰值電流的兩倍以上。關斷時，安匝數轉移到次級

，次級電流降至零，並一直保持到下一個開關周期的開始。為 DCM 工作設計的反激變壓器需要比為 CCM 工作設計的反激變壓器更小的電感值，因為電流紋波 (ΔIL) 要高得多。在某些應用中，較低的電感可能會導致體積較小的變壓器；假設效率和熱性能仍然可以接受。

TM 模式與 DCM 類似
，不同之處在於初級 MOSFET 在漏極電壓處於其最低電平時導通。這種時序提供了最小的導通損耗和更高效的工作，但是，開關頻率是可變的。

采用 CCM 時
，電感值較大，電流和磁場的紋波分量相對較小。以下限製是可接受的初級峰值電流的良好工作折衷。

這也可用於定義效率和變壓器尺寸之間的適當權衡。忽略初級 MOSFET 導通時的損耗（見圖 1），初級電流以定義為的速率增加

其中 Vi 是輸入電壓
，L 是在變壓器初級處測得的電感值，IL 是流經初級的電流（見圖 1 中的 IP）
，TS 是一個開關周期的時間段。

遵循相同的假設，當初級 MOSFET 關閉且變壓器電流已轉移到其次級繞組時，次級電流以公式 (2) 定義的速率下降

，除非它變得不連續：

其中 Vo 是輸出電壓，n2 = N2/N1，ILS 是次級磁化電流（見圖 2 中的 Io）。

請qing注zhu意yi，變bian壓ya器qi的de初chu級ji側ce和he次ci級ji側ce之zhi間jian的de耦ou合he是shi不bu完wan美mei的de
，因yin為wei它ta們men之zhi間jian存cun在zai漏lou電dian感gan。在zai初chu級ji到dao次ci級ji的de換huan向xiang過guo程cheng中zhong，泄xie漏lou能neng量liang不bu能neng直zhi接jie轉zhuan移yi到dao次ci級ji，因yin此ci必bi須xu被bei吸xi收shou。如ru果guo沒mei有you一yi個ge鉗qian位wei電dian路lu，唯wei一yi的de路lu徑jing的de泄xie漏lou電dian感gan電dian流liu可ke以yi流liu通tong是shi通tong過guo充chong電dianMOSFET的寄生的漏極至源極電容。如果不采取預防措施，MOSFET 開關可能會被電壓擊穿損壞。圖 3 顯示了一個通用鉗位電路示例。後麵我們會介紹鉗位電路相關內容。

請注意在 CCM、DCM 和 TM 中zhong變bian壓ya器qi每mei一yi側ce的de電dian流liu的de不bu連lian續xu特te性xing。與yu降jiang壓ya或huo升sheng壓ya等deng其qi他ta無wu變bian壓ya器qi拓tuo撲pu相xiang比bi，這zhe是shi一yi個ge根gen本ben區qu別bie。變bian壓ya器qi兩liang側ce的de高gao紋wen波bo電dian流liu直zhi接jie影ying響xiang輸shu出chu電dian壓ya紋wen波bo、效率和差模傳導 EMI。

此外，盡管變壓器兩側存在電流不連續性，但在 CCM 下運行通常比在 DCM 下運行會產生更好的效率。 DCM 中較高的 rms 電流是支持這一事實的一個原因，因為這意味著 MOSFET、初級和次級電容器以及初級鉗位的耗散更高。然而
，由於 DCM 操作的電感值較低，因此物理尺寸相同的變壓器在 DCM 操作中的傳導損耗可能比設計用於 CCM 操作的變壓器要小
，即使其 rms 電流更高。在某些交流線路應用和操作條件下，TM 操作可能能夠提供與 CCM 相似甚至更好的效率。考慮到磁場的大交流分量
，在 DCM（和 TM）下運行時還必須考慮磁芯損耗。CCM 操作通常對應於較低的交流磁場；因此

，設計變壓器時的主要限製是磁芯飽和而不是磁芯損耗。

在 DCM 中，傳輸的能量由導通時間
、輸入電壓和電感值決定。在每個循環中總是有一個完整的能量轉移，定義為：

其中 PDCM 是 DCM 中的負載功率，L 是在變壓器初級測得的電感值

，D 是控製開關占空比
，而 Freq 是開關頻率。

這也意味著在 DCM 中，以下占空比公式取決於負載電流和輸入電壓：

相反，在 CCM 中，占空比方程為：

二、控製方麵

反激拓撲的特點之一是能量僅在控製開關關斷期間傳遞給負載
；在 ON shijianneirenhekongzhidongzuodexiaoguodouhuiyanchidaoxiayicikaiguanguanbi。liru，weilexiangyingdaozhishuchudianyajiangdidefuzaijieyuezengjia，kongzhiqizengjiadaotongshijianyizengjiabianyaqizhongcunchudenengliang。zengjia ON 時間實際上減少了 OFF 時間。如果有 CCM 模mo式shi
，在zai最zui初chu的de幾ji個ge周zhou期qi中zhong傳chuan遞di給gei負fu載zai的de能neng量liang減jian少shao
，初chu始shi反fan應ying導dao致zhi更geng大da的de輸shu出chu電dian壓ya降jiang。隻zhi有you在zai來lai自zi較jiao長chang導dao通tong時shi間jian的de能neng量liang在zai幾ji個ge周zhou期qi內nei轉zhuan移yi到dao負fu載zai後hou才cai能neng恢hui複fu到dao調tiao節jie狀zhuang態tai。在zai小xiao信xin號hao分fen析xi建jian模mo中zhong，這zhe種zhong狀zhuang態tai被bei稱cheng為wei右you半ban平ping麵mian零ling (RHPZ)。對於 RHPZ，相位隨著增益的增加而減小
，在定義控製環路補償時必須考慮這一點。

圖4 輸入電壓和負載電流對 RHPZ 頻率影響的示例

圖 4 說明了輸入電壓和輸出負載電流對 RHPZ 頻率的影響。有關 RHPZ 的轉換器的一般規則是在最低輸入線電壓和最大負載下進行設計，將控製反饋環路的帶寬限製在 RHPZ 頻率的五分之一左右。RHPZ 方程為：

即使在 DCM 模式中，RHPZ 也存在，但通常不是問題
，DCM模式中通常超過開關頻率的一半。

控製反激拓撲操作的兩種最流行的方法是電壓模式控製 (VMC) 和峰值電流模式控製 (CMC)。CMC 使用磁化電流來定義占空比，而 VMC 不使用。在 CCM 下運行時
，由於變壓器的電感和輸出電容器，使用 VMC 的設計具有相對低頻的雙極點。因此，它比峰值 CMC 更難補償，它基本上由驅動相同電容器的電流源組成。相反，當在 CCM 下運行時使用峰值 CMC 時，必須進行斜率補償以避免當工作占空比超過甚至接近 50% 時出現次諧波振蕩。 這通常是通過向電流反饋信號添加外部斜坡來實現的，從而創建複合信號。

綜上，我們對反激變換器的模式進行了對比分析。

對於幾種模式中的相關技術點，我們在後文會詳細論述。

（來源：電源網星球號，作者：electronicLee）

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