提升高瞬態汽車應用的速度和效率
發布時間:2025-03-12 來源:ADI公司 責任編輯:lina
【導讀】為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰,ADI專zhuan門men設she計ji了le耦ou合he電dian感gan,並bing獲huo得de了le專zhuan利li。理li想xiang情qing況kuang下xia,為wei了le獲huo得de高gao效xiao率lv,需xu要yao較jiao大da電dian感gan值zhi和he較jiao小xiao電dian流liu紋wen波bo,但dan為wei了le實shi現xian快kuai速su瞬shun變bian,又you需xu要yao較jiao小xiao電dian感gan值zhi。耦ou合he電dian感gan利li用yong出chu色se的de耦ou合he機ji製zhi,使shi其qi在zai穩wen態tai下xia表biao現xian為wei一yi個ge大da電dian感gan,從cong而er有you效xiao地di降jiang低di電dian流liu紋wen波bo。
問題
隨著電流擺率和效率要求不斷提高,ADI專利耦合電感如何增強汽車應用中多相穩壓器的性能?
回答
為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰,ADI專zhuan門men設she計ji了le耦ou合he電dian感gan,並bing獲huo得de了le專zhuan利li。理li想xiang情qing況kuang下xia,為wei了le獲huo得de高gao效xiao率lv,需xu要yao較jiao大da電dian感gan值zhi和he較jiao小xiao電dian流liu紋wen波bo,但dan為wei了le實shi現xian快kuai速su瞬shun變bian,又you需xu要yao較jiao小xiao電dian感gan值zhi。耦ou合he電dian感gan利li用yong出chu色se的de耦ou合he機ji製zhi,使shi其qi在zai穩wen態tai下xia表biao現xian為wei一yi個ge大da電dian感gan,從cong而er有you效xiao地di降jiang低di電dian流liu紋wen波bo。同時,耦合電感在瞬態事件中的電感值較小,且導通較快。這有便於縮小應用尺寸,同時保持高效率,這對於支持1 V以yi下xia的de負fu載zai電dian壓ya至zhi關guan重zhong要yao。此ci外wai,其qi設she計ji有you助zhu於yu加jia快kuai響xiang應ying時shi間jian,使shi穩wen壓ya器qi能neng夠gou在zai不bu影ying響xiang性xing能neng的de情qing況kuang下xia管guan理li劇ju烈lie的de瞬shun態tai負fu載zai。通tong過guo優you化hua電dian感gan值zhi,這zhe些xie耦ou合he電dian感gan有you助zhu於yu為weiADAS和其他大電流應用中的先進半導體工藝實現所需的必要電壓容差、高效率和瞬態規格。
簡介
大電流、低電壓應用經常采用多相降壓轉換器拓撲來降低電壓。這種多相降壓轉換器可以利用傳統的分立電感(DL,如圖1a所示),或利用耦合電感(CL,如圖1b所示)。如果是CL,繞組為磁耦合,具有消除電流紋波的優勢1-6。
汽車ADAS應用麵臨的挑戰是,如何將GPU或ASIC供電軌嚴格控製在0.4 V至1 V範圍內,尤其是在快速瞬變條件下。負載瞬態通常會導致所有相位將開關節點VX拉高至VIN,因此每相中的電感電流以一定的擺率(式1)逐漸上升,其中VIN為輸入電壓,Vo為輸出電壓,L為電感值。卸載瞬態通常會導致所有相位拉低至GND,並且電感電流逐漸下降(式2)。已知低輸出電壓值VOUT<1 V,並假設輸入電壓典型值至少為5 V,比較式1和式2很容易看出,卸載瞬態是主要問題,這是因為使電流逐漸下降的電壓非常小。
圖1.多相降壓轉換器,采用(a)分立電感或(b)耦合電感
簡單的解決辦法是增加COUT中陶瓷輸出電容的數量。然而,這種方法的體積過大、成本過高,有些不切實際。在汽車行業,穩壓器往往配置為以相對較高的頻率(FS,通常超過2 MHz)進行開關。這與雲應用或工業應用中的穩壓器形成對比。由於特別的電磁幹擾(EMI)要求,汽車環境中需要更高的開關頻率。雖然高頻有助於減小穩壓器中的電感值,但仍然需要進一步改善。
由式3可求出帶DL的常規降壓轉換器各相的電流紋波,其中占空比D = VOUT/VIN,VOUT為輸出電壓,VIN為輸入電壓,L為電感值,FS為開關頻率。
用漏感為LK且互感為LM的CL代替DL,則CL中的電流紋波可表示為式46。品質因數(FOM)表示為式5,其中NPH為耦合相數,ρ為耦合係數(式6),j為運行指數,僅定義占空比的適用區間(式7)。CL的參數有漏感LK和互感L M。
對於特定的CL設計,與采用分立電感L的常規降壓轉換器相比,式4和式5中的FOM含義可以解釋為電流紋波消除所涉及的額外乘數。與具有任意電流紋波和瞬態性能的任何係統相比,業界進一步推廣和擴展了FOM的定義及其含義11。建議使用歸一化瞬態擺率 (期望較高) 與歸一化電流紋波 (期望較低) 的比率 (式8)。對於一些采用分立電感的基準轉換器,瞬態擺率和電流紋波通過相關數字進行歸一化 (因此任何采用DL的係統仍會導致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所選設計或技術在穩態下的瞬態電流擺率和電流紋波,而SRTR_DL和ΔILDL是同樣的參數,但用於基準DL設計。
由於瞬態和穩態下分立電感的電流擺率相同,式8可以簡化為式9。這樣一來就完全避免了實際提及DL設計,但基準測試的思想仍然存在。
請注意,對CL使用廣義FOM定義(式9)將得到式5,因此新定義是向後兼容的,而且還可用於電流紋波和瞬態擺率與DL公式存在顯著差異的技術(例如TLVR9)。
CL設計和考慮因素
應用指標為VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。開始時,選擇DL = 32 nH來支持快速瞬變,而每個電感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情況下,這些電感將用8相耦合電感(CL)代替。然而,h = 4 mm的低高度要求帶來了難題,因為在這種高度限製下,8相耦合電感器會變得過於細長,難以生產,而且還會更容易受到電路板彎曲變形的影響。因此,我們為CL選擇了4相構建模塊,這也使得元件的放置和布局更加靈活。我們的目標是獲得更快的瞬變,並且已知CL值的紋波將小於起始DL值的紋波。因此,我們采用了近期推出的Notch CL (NCL)結構來盡可能減小漏感LK7,8,10。我們設計了NCL0804,LK約為17 nH,OCL = LM + LK = 100 nH,NPH = 4,相位間距為6.9 mm/相,高度h = 4.0 mm(最大值)(圖2)。
圖2.開發的NCL0804-4-R17(h = 4 mm(最大值))
使用FOM圖10可以有效比較不同的設計。任何DL設計都會出現FOM = 1,這是因為在穩態和瞬態下,電流擺率的比例為1:1。給定尺寸下,耦合電感的NCL結構會使LM/LK比率最大化,因此通常能夠產生最高FOM9。FOM比較如圖3所示;在目標輸出電壓附近,我們開發的NCL比DL好約4.4倍。
表1.四相構建模塊不同磁元件方案的比較
電感 | 高度:mm/相對值 | 效率,相對值 | 電流紋波,相對值 | 瞬態,相對值 | 瞬態/紋波相對優勢(公式9)11 |
NCL0804-4 | 最大4.0/1倍 | 正常 | 1倍 | 1倍 | 4.4倍 |
DL = 32 nH | 最大4.4/大1.1倍 | 低 | 大2.35倍 | 慢1.9倍 | 1倍 |
DL = 100 nH | 最大6.4/大1.6倍 | 正常 | 小1.33倍 | 慢5.9倍 | 1倍 |
圖3.相對於輸出電壓VOUT,開發的NCL = 4× 17 nH和理論NCL = 8× 17 nH的FOM與任何DL的FOM相比較
(VIN = 5 V)
相應的電流紋波比較如圖4和表1所示。對電流紋波和瞬態擺率的不同取舍,讓DL值的選擇範圍非常寬,但我們開發的NCL始終有4.4倍的優勢。NCL的電流紋波比DL = 32 nH的紋波小2.35倍,同時NCL的瞬態擺率要快1.88倍。2.35×1.88約等於4.4,與預測的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低電流紋波,這使其電流紋波比NCL的電流紋波小1.33倍,但NCL的瞬態擺率會快5.88倍,因此NCL相對於任何DL的優勢仍然是5.88/1.33,即約等於4.4倍(NCL的FOM = 4.4)。
圖4.相對於輸出電壓VOUT,比較開發的NCL = 4 × 17 nH和理論NCL = 8 × 17 nH的電流紋波與DL = 32 nH和DL = 100 nH的電流紋波
觀察圖3中相同NCL的理論FOM,但考慮NPH = 8是否可製造的情況,我們看到NCL相對於DL的性能優勢將從4.4倍擴大到5.8倍,而且在VOUT較低時,相對的優勢差距更大。
展望未來,我們或許應該考慮NCL的不同設計。一種可能性是將相位排成兩排,以保持鐵氧體磁芯的長寬比較低,使其有利於製造。在這種情況下,NCL可以放在PCB的底部,直接位於GPU的陶瓷旁路上方,並且功率級圍繞在NCL的周邊。此方法類似於垂直供電(VPD)布(bu)置(zhi),有(you)可(ke)能(neng)會(hui)在(zai)瞬(shun)態(tai)和(he)紋(wen)波(bo)之(zhi)間(jian)取(qu)得(de)更(geng)好(hao)的(de)平(ping)衡(heng),也(ye)就(jiu)是(shi)可(ke)以(yi)有(you)效(xiao)提(ti)高(gao)瞬(shun)態(tai)效(xiao)率(lv)。然(ran)而(er),必(bi)須(xu)注(zhu)意(yi)的(de)是(shi),這(zhe)樣(yang)的(de)改(gai)動(dong)將(jiang)會(hui)顯(xian)著(zhu)改(gai)變(bian)現(xian)有(you)的(de)設(she)計(ji)和(he)布(bu)局(ju)。未(wei)來(lai)將(jiang)取(qu)決(jue)於(yu)客(ke)戶(hu)的(de)偏(pian)好(hao),考(kao)慮(lv)是(shi)否(fou)采(cai)用(yong)這(zhe)種(zhong)方(fang)法(fa)。
實驗結果
圖5.穩壓器四相構建模塊,電感尺寸可為(a) DL = 100 nH(h = 6.4 mm(最大值))和(b) NCL0804-4(h = 4.0 mm(最大值))
用NCL0804-4替代DL = 32 nH電感可以提高效率,如圖6所示。這種改善主要是因為電流紋波大幅降低(圖4),從而導致繞組、功率級和走線中的電流有效值降低。此外這還有助於降低交流損耗,如圖6所示。同時,17 nH/相的NCL(圖5b)在瞬態下的電流擺率要快約1.9倍,反饋環路中的相位裕量一般也會得到改善。降低DL = 100 nH的紋波(圖5a)可重新提高效率(圖6),但這種DL的高度明顯高於允許值(h = 4 mm),同時也比我們開發的NCL慢約5.9倍,並且會大大影響所需輸出電容的數量。正如基於FOM的估計,結果證實了NCL相對於分立電感方法的不同權衡方案具有根本的性能優勢。
圖6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比較:5 V至0.8 V,四相。
結論
綜上所述,我們開發了一種采用NCL結構的新型耦合電感,以優化輸出電壓非常低和負載瞬態指標變化劇烈的應用性能。該CL也是為了適應汽車設計的低高度要求而開發的。選擇NCL結構是為了盡可能地減少泄漏。與常規分立電感方案相比,它的瞬態/紋波性能提高了4倍以上。
若分立電感(DL)方案的效率要與所開發的NCL相同,高度須為後者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而,這種替代方案的瞬態速度會低5.9倍,從而嚴重影響輸出電容的尺寸和成本。表1的比較結果凸顯了NCL0804-4在高度、效率、電流紋波和瞬態速度方麵的優勢。
參考文獻
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9 Amin Fard、Satya Naidu、Horthense Tamdem和Behzad Vafakhah。 “Trans-inductors Versus Discrete Inductors in Multiphase Voltage Regulators: An Analytical and Experimental Comparative Study”。IEEE應用電源電子會議,2023年3月。
10 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe,2023年5月。
11 Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao。“Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源轉換大會暨展覽會,2023年10月。
(來源:ADI公司,作者:Jon Wallace,高級總監,Issac Siavashani,首席工程師,Alexandr Ikriannikov,研究員)
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