【導讀】為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰

，ADI專zhuan門men設she計ji了le耦ou合he電dian感gan
，並bing獲huo得de了le專zhuan利li。理li想xiang情qing況kuang下xia
，為wei了le獲huo得de高gao效xiao率lv，需xu要yao較jiao大da電dian感gan值zhi和he較jiao小xiao電dian流liu紋wen波bo，但dan為wei了le實shi現xian快kuai速su瞬shun變bian，又you需xu要yao較jiao小xiao電dian感gan值zhi。耦ou合he電dian感gan利li用yong出chu色se的de耦ou合he機ji製zhi
，使shi其qi在zai穩wen態tai下xia表biao現xian為wei一yi個ge大da電dian感gan，從cong而er有you效xiao地di降jiang低di電dian流liu紋wen波bo。

問題

隨著電流擺率和效率要求不斷提高
，ADI專利耦合電感如何增強汽車應用中多相穩壓器的性能？

回答

為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰，ADI專zhuan門men設she計ji了le耦ou合he電dian感gan，並bing獲huo得de了le專zhuan利li。理li想xiang情qing況kuang下xia，為wei了le獲huo得de高gao效xiao率lv，需xu要yao較jiao大da電dian感gan值zhi和he較jiao小xiao電dian流liu紋wen波bo，但dan為wei了le實shi現xian快kuai速su瞬shun變bian，又you需xu要yao較jiao小xiao電dian感gan值zhi。耦ou合he電dian感gan利li用yong出chu色se的de耦ou合he機ji製zhi，使shi其qi在zai穩wen態tai下xia表biao現xian為wei一yi個ge大da電dian感gan
，從cong而er有you效xiao地di降jiang低di電dian流liu紋wen波bo。同時
，耦合電感在瞬態事件中的電感值較小
，且導通較快。這有便於縮小應用尺寸
，同時保持高效率，這對於支持1 V以yi下xia的de負fu載zai電dian壓ya至zhi關guan重zhong要yao。此ci外wai，其qi設she計ji有you助zhu於yu加jia快kuai響xiang應ying時shi間jian，使shi穩wen壓ya器qi能neng夠gou在zai不bu影ying響xiang性xing能neng的de情qing況kuang下xia管guan理li劇ju烈lie的de瞬shun態tai負fu載zai。通tong過guo優you化hua電dian感gan值zhi，這zhe些xie耦ou合he電dian感gan有you助zhu於yu為weiADAS和其他大電流應用中的先進半導體工藝實現所需的必要電壓容差
、高效率和瞬態規格。

簡介

大電流
、低電壓應用經常采用多相降壓轉換器拓撲來降低電壓。這種多相降壓轉換器可以利用傳統的分立電感（DL，如圖1a所示），或利用耦合電感（CL
，如圖1b所示）。如果是CL，繞組為磁耦合，具有消除電流紋波的優勢1-6。

汽車ADAS應用麵臨的挑戰是，如何將GPU或ASIC供電軌嚴格控製在0.4 V至1 V範圍內，尤其是在快速瞬變條件下。負載瞬態通常會導致所有相位將開關節點VX拉高至VIN，因此每相中的電感電流以一定的擺率（式1）逐漸上升，其中VIN為輸入電壓，Vo為輸出電壓，L為電感值。卸載瞬態通常會導致所有相位拉低至GND，並且電感電流逐漸下降（式2）。已知低輸出電壓值VOUT＜1 V
，並假設輸入電壓典型值至少為5 V，比較式1和式2很容易看出，卸載瞬態是主要問題，這是因為使電流逐漸下降的電壓非常小。

圖1.多相降壓轉換器

，采用(a)分立電感或(b)耦合電感

簡單的解決辦法是增加COUT中陶瓷輸出電容的數量。然而，這種方法的體積過大、成本過高，有些不切實際。在汽車行業，穩壓器往往配置為以相對較高的頻率（FS，通常超過2 MHz）進行開關。這與雲應用或工業應用中的穩壓器形成對比。由於特別的電磁幹擾(EMI)要求，汽車環境中需要更高的開關頻率。雖然高頻有助於減小穩壓器中的電感值，但仍然需要進一步改善。

由式3可求出帶DL的常規降壓轉換器各相的電流紋波
，其中占空比D = VOUT/VIN，VOUT為輸出電壓，VIN為輸入電壓
，L為電感值
，FS為開關頻率。

用漏感為LK且互感為LM的CL代替DL，則CL中的電流紋波可表示為式46。品質因數(FOM)表示為式5，其中NPH為耦合相數
，ρ為耦合係數（式6）
，j為運行指數
，僅定義占空比的適用區間(式7)。CL的參數有漏感LK和互感L M。

對於特定的CL設計，與采用分立電感L的常規降壓轉換器相比，式4和式5中的FOM含義可以解釋為電流紋波消除所涉及的額外乘數。與具有任意電流紋波和瞬態性能的任何係統相比，業界進一步推廣和擴展了FOM的定義及其含義11。建議使用歸一化瞬態擺率 (期望較高) 與歸一化電流紋波 (期望較低) 的比率 (式8)。對於一些采用分立電感的基準轉換器，瞬態擺率和電流紋波通過相關數字進行歸一化 (因此任何采用DL的係統仍會導致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所選設計或技術在穩態下的瞬態電流擺率和電流紋波
，而SRTR_DL和ΔILDL是同樣的參數，但用於基準DL設計。

由於瞬態和穩態下分立電感的電流擺率相同，式8可以簡化為式9。這樣一來就完全避免了實際提及DL設計
，但基準測試的思想仍然存在。

請注意，對CL使用廣義FOM定義（式9）將得到式5，因此新定義是向後兼容的
，而且還可用於電流紋波和瞬態擺率與DL公式存在顯著差異的技術（例如TLVR9）。

CL設計和考慮因素

應用指標為VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。開始時
，選擇DL = 32 nH來支持快速瞬變，而每個電感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情況下

，這些電感將用8相耦合電感(CL)代替。然而，h = 4 mm的低高度要求帶來了難題
，因為在這種高度限製下，8相耦合電感器會變得過於細長，難以生產
，而且還會更容易受到電路板彎曲變形的影響。因此，我們為CL選擇了4相構建模塊，這也使得元件的放置和布局更加靈活。我們的目標是獲得更快的瞬變，並且已知CL值的紋波將小於起始DL值的紋波。因此，我們采用了近期推出的Notch CL (NCL)結構來盡可能減小漏感LK7,8,10。我們設計了NCL0804
，LK約為17 nH，OCL = LM + LK = 100 nH，NPH = 4
，相位間距為6.9 mm/相
，高度h = 4.0 mm（最大值）（圖2）。

圖2.開發的NCL0804-4-R17（h = 4 mm（最大值））

使用FOM圖10可以有效比較不同的設計。任何DL設計都會出現FOM = 1，這是因為在穩態和瞬態下
，電流擺率的比例為1:1。給定尺寸下
，耦合電感的NCL結構會使LM/LK比率最大化，因此通常能夠產生最高FOM9。FOM比較如圖3所示


；在目標輸出電壓附近，我們開發的NCL比DL好約4.4倍。

表1.四相構建模塊不同磁元件方案的比較

圖3.相對於輸出電壓VOUT，開發的NCL = 4× 17 nH和理論NCL = 8× 17 nH的FOM與任何DL的FOM相比較

(VIN = 5 V)

相應的電流紋波比較如圖4和表1所示。對電流紋波和瞬態擺率的不同取舍，讓DL值的選擇範圍非常寬
，但我們開發的NCL始終有4.4倍的優勢。NCL的電流紋波比DL = 32 nH的紋波小2.35倍，同時NCL的瞬態擺率要快1.88倍。2.35×1.88約等於4.4

，與預測的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低電流紋波，這使其電流紋波比NCL的電流紋波小1.33倍，但NCL的瞬態擺率會快5.88倍，因此NCL相對於任何DL的優勢仍然是5.88/1.33，即約等於4.4倍（NCL的FOM = 4.4）。

圖4.相對於輸出電壓VOUT，比較開發的NCL = 4 × 17 nH和理論NCL = 8 × 17 nH的電流紋波與DL = 32 nH和DL = 100 nH的電流紋波

觀察圖3中相同NCL的理論FOM，但考慮NPH = 8是否可製造的情況，我們看到NCL相對於DL的性能優勢將從4.4倍擴大到5.8倍，而且在VOUT較低時，相對的優勢差距更大。

展望未來，我們或許應該考慮NCL的不同設計。一種可能性是將相位排成兩排，以保持鐵氧體磁芯的長寬比較低，使其有利於製造。在這種情況下，NCL可以放在PCB的底部

，直接位於GPU的陶瓷旁路上方，並且功率級圍繞在NCL的周邊。此方法類似於垂直供電(VPD)布(bu)置(zhi)，有(you)可(ke)能(neng)會(hui)在(zai)瞬(shun)態(tai)和(he)紋(wen)波(bo)之(zhi)間(jian)取(qu)得(de)更(geng)好(hao)的(de)平(ping)衡(heng)，也(ye)就(jiu)是(shi)可(ke)以(yi)有(you)效(xiao)提(ti)高(gao)瞬(shun)態(tai)效(xiao)率(lv)。然(ran)而(er)
，必(bi)須(xu)注(zhu)意(yi)的(de)是(shi)，這(zhe)樣(yang)的(de)改(gai)動(dong)將(jiang)會(hui)顯(xian)著(zhu)改(gai)變(bian)現(xian)有(you)的(de)設(she)計(ji)和(he)布(bu)局(ju)。未(wei)來(lai)將(jiang)取(qu)決(jue)於(yu)客(ke)戶(hu)的(de)偏(pian)好(hao)，考(kao)慮(lv)是(shi)否(fou)采(cai)用(yong)這(zhe)種(zhong)方(fang)法(fa)。

實驗結果

圖5.穩壓器四相構建模塊，電感尺寸可為(a) DL = 100 nH（h = 6.4 mm（最大值））和(b) NCL0804-4（h = 4.0 mm（最大值））

用NCL0804-4替代DL = 32 nH電感可以提高效率

，如圖6所示。這種改善主要是因為電流紋波大幅降低（圖4）
，從而導致繞組
、功率級和走線中的電流有效值降低。此外這還有助於降低交流損耗，如圖6所示。同時，17 nH/相的NCL（圖5b）在瞬態下的電流擺率要快約1.9倍，反饋環路中的相位裕量一般也會得到改善。降低DL = 100 nH的紋波（圖5a）可重新提高效率（圖6），但這種DL的高度明顯高於允許值（h = 4 mm）
，同時也比我們開發的NCL慢約5.9倍
，並且會大大影響所需輸出電容的數量。正如基於FOM的估計，結果證實了NCL相對於分立電感方法的不同權衡方案具有根本的性能優勢。

圖6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)
、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比較：5 V至0.8 V
，四相。

結論

綜上所述
，我們開發了一種采用NCL結構的新型耦合電感

，以優化輸出電壓非常低和負載瞬態指標變化劇烈的應用性能。該CL也是為了適應汽車設計的低高度要求而開發的。選擇NCL結構是為了盡可能地減少泄漏。與常規分立電感方案相比，它的瞬態/紋波性能提高了4倍以上。

若分立電感(DL)方案的效率要與所開發的NCL相同
，高度須為後者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而
，這種替代方案的瞬態速度會低5.9倍，從而嚴重影響輸出電容的尺寸和成本。表1的比較結果凸顯了NCL0804-4在高度
、效率、電流紋波和瞬態速度方麵的優勢。

參考文獻

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10    Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe，2023年5月。

11    Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao。“Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源轉換大會暨展覽會，2023年10月。

(來源：ADI公司，作者：Jon Wallace

，高級總監
，Issac Siavashani，首席工程師，Alexandr Ikriannikov，研究員）

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