【導讀】最新研發的精準串聯主動電壓定位技術為μModule穩壓器帶來了突破性進展。該創新方案通過優化負載瞬態響應特性，成功將所需輸出電容降低高達50%

，顯著節約了電路板空間，為全陶瓷電容解決方案的實現創造了條件。相較於傳統分流架構，串聯AVP設計在負載線精度方麵表現卓越
，有效提升了輸出電壓的精準度，實測數據充分驗證了其優異的負載瞬態響應性能。

摘要

最新研發的精準串聯主動電壓定位技術為μModule穩壓器帶來了突破性進展。該創新方案通過優化負載瞬態響應特性，成功將所需輸出電容降低高達50%，顯著節約了電路板空間，為全陶瓷電容解決方案的實現創造了條件。相較於傳統分流架構，串聯AVP設計在負載線精度方麵表現卓越，有效提升了輸出電壓的精準度，實測數據充分驗證了其優異的負載瞬態響應性能。

引言

主動電壓定位(AVP)或主動下垂技術能夠調節電源輸出：輕載時維持較高輸出電壓，重載時維持較低輸出電壓。實現AVP控製技術的一大好處是可以改善負載瞬態響應並降低輸出電容，因為AVP為電源響應負載瞬變提供了更多空間。μModule穩壓器是完整、經過測試且合格的封裝電源解決方案。對於電信和數據中心應用，μModule穩壓器憑借快速負載瞬態響應、極小的電路板占用空間及全陶瓷電容式解決方案而備受青睞。然而，使用傳統非AVP控製技術很難滿足所有要求。

本文介紹了一種精準串聯AVP實現方法，在反饋控製環路中添加兩個電阻。這種串聯AVP方法的優勢在於，負載線精度幾乎與gm放大器增益變化無關；而對於分流AVP1等其他AVP實現方法，如果gm放大器增益的變化較大
，負載線精度將降低。實現這種串聯AVP後
，輸出電容可減少多達50%，同時峰峰輸出電壓瞬態也略有改善。由於電容減少50%
，因此僅需要陶瓷電容
，由此可以大幅提高係統可靠性並優化成本，因為鋁電解電容的可靠性遠低於陶瓷電容，而且成本更高。

實現AVP控製技術的另一個好處在於，當負載電流較大時，可以降低輸出電壓，從而降低負載功耗。LTM4650-2示例顯示
，淨功耗節省為1.4 W或5.6%
，大大節省了功耗並延長了電池續航時間。

串聯AVP實現

AVP是指穩壓器的輸出電壓根據負載電流的變化而動態調整的一種方式，而如果采用傳統方法（非AVP）
，輸出電壓在所有負載下始終固定在標稱值VOUT，如圖1所示。如果采用AVP方(fang)法(fa)，當(dang)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)增(zeng)加(jia)時(shi)
，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)逐(zhu)漸(jian)降(jiang)低(di)。在(zai)輕(qing)載(zai)條(tiao)件(jian)下(xia)


，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)設(she)為(wei)調(tiao)節(jie)至(zhi)略(lve)高(gao)於(yu)標(biao)稱(cheng)值(zhi)，而(er)在(zai)重(zhong)載(zai)條(tiao)件(jian)下(xia)，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)設(she)為(wei)調(tiao)節(jie)至(zhi)略(lve)低(di)於(yu)標(biao)稱(cheng)值(zhi)。1 當dang負fu載zai電dian流liu突tu然ran增zeng加jia時shi，輸shu出chu電dian壓ya從cong高gao於yu標biao稱cheng值zhi的de電dian平ping開kai始shi，因yin此ci輸shu出chu電dian壓ya可ke以yi下xia降jiang更geng多duo幅fu度du並bing保bao持chi在zai額e定ding電dian壓ya範fan圍wei內nei。當dang負fu載zai電dian流liu突tu然ran減jian小xiao時shi
，輸shu出chu電dian壓ya從cong低di於yu標biao稱cheng值zhi的de電dian平ping開kai始shi，因yin此ci輸shu出chu電dian壓ya可ke以yi有you更geng多duo的de過guo衝chong並bing保bao持chi在zai額e定ding電dian壓ya範fan圍wei內nei。對dui於yu所suo有you負fu載zai電dian流liu範fan圍wei，輸shu出chu電dian壓ya應ying限xian製zhi在zai額e定ding電dian壓ya限xian值zhi內nei（VMAX和VMIN之間）。

圖1.采用AVP的VOUT與采用傳統方法（非AVP）的固定標稱值VOUT。

圖2顯示AVP串聯補償電路。內部基準電壓(VREF)和VOUT反饋分別連接到誤差放大器的正輸入和負輸入。與RHI連接的VHI（或INTVCC）向放大器輸出（ITH或COMP）提供適當的直流電壓，以防止輸出進入飽和狀態。RLO（反饋電阻）位於輸出(ITH)和負輸入（或FB）之間。因此，RLO決定了gm放大器增益。RHI和RLO值應遠高於R1和R2。

負載線公式1：

Ki是電流檢測增益，RSENSE是電流檢測電阻值（或DCR檢測的電感DCR值）。

與AVP分流補償電路1相比

，串聯補償電路的優勢在於負載線取決於R1/RLO增益，幾乎與誤差放大器跨導(gm)的容差無關。IC工藝和設計多種多樣。遺憾的是
，一些IC的gm值在器件間的差異高達±30%，而且分流補償電路AVP的負載線與1/gm增益成正比。因此，分流AVP的負載線較差。

圖2.AVP串聯補償電路。

LTM4650-2穩壓器上的AVP解決方案

在LTM4650-2（電流模式同步降壓穩壓器）上，標稱1 V輸出能夠提供25 A負載
，瞬態窗口約為±8%(160 mV pp)。在這種傳統穩壓器（非AVP）上，需要外部RC濾波電路來實現快速II型控製環路補償。輸出端有一組5個100 μF陶瓷電容和2個470 μF POSCAP。當負載階躍為19 A（滿載的75%）且擺率為19 A/μs時
，瞬態響應為136 mV pp，如圖3所示。

圖3.非AVP電路的負載瞬態波形，輸出電壓瞬態為136 mV pp，COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容
，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。

如圖4所示，實現AVP時，在COMP上應用了AVP補償電路
，但不需要RC補償。在半載(12.5 A)條件下，通過微調R2，特意將輸出電壓設為標稱值(1 V)。對於負載瞬態響應
，獲得了95 mV pp的VOUT，如圖5所示。瞬態性能已得到改善。當輸出電壓設為1 V且電流為25 A（滿載）時，負載功率為25 W。通過將輸出電壓降低至0.945 V（25 A負載時），負載功率現在為23.6 W，單個輸出的功耗節省現在為1.4 W。對於兩個輸出
，淨功耗節省總計為2.8 W。

圖4.采用AVP的電路（串聯補償電路）。

圖5.采用AVP的電路（圖4）的負載瞬態波形，輸出電壓瞬態為95 mV pp。COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容
，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。

采用AVP實現方案時，兩個POSCAP可替換為兩個陶瓷電容，因此COUT1上共使用7個100 μF陶瓷電容。使用陶瓷電容的優勢是等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)更低、成本更低、尺寸更小、性能更可靠。瞬態性能已改善，測量結果是VOUT為104 mV pp
，如圖6所示。

圖6.采用AVP的電路的負載瞬態波形
，輸出電壓瞬態為104 mV pp。COUT1 = 7× 100 μF陶瓷電容。

表1顯示了上述測量的非AVP（基準）
、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP的負載瞬態響應V p-p，以供比較。

表1.非AVP
、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP之間的負載瞬態響應V p-p比較

結論

在LTM4650-2 μModule穩壓器上實現AVP串聯補償電路不僅提高了瞬態響應性能，還降低了高負載條件下的負載功耗。輸出電容需要小於50%。因此，可以用陶瓷電容代替POSCAP
，從而降低成本並最大限度減少占用的電路板空間。這種AVP電路也適用於許多其他具有外部補償引腳和外部RC補償網絡的μModule穩壓器（例如LTM4630-1
、LTM4626

、LTM4636
、LTM8055-1等）。

參考文獻

1 Robert Sheehan，“主動電壓定位可減少輸出電容”，淩力爾特，1999年。

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