【導讀】高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo™ F280049 控製器。

高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo™ F280049 控製器。功率級尺寸 65 x 40 x 40mm，功率密度大於 250W/inch3；在 230V 交流輸入和滿載情況下效率可達 98.7%
；功率因數>0.99，輸入電流THD小。此設計適用於多種空間有限的應用
，如服務器、電信和工業電源等應用。同時硬件設計符合傳導發射、浪湧和 EFT 要求，可幫助工程師實現 80+ Titanium 規格。

TIDA-00961為工業界提供了一套前沿的解決方案，本 FAQ 旨在解決大量工程師在學習本參考設計過程中遇到的常見問題。

1. TIDA-00961的控製程序獲取途徑
？

TIDA-00961所有的資料（包括原理圖和程序）已開放，可在DigitalPower SDK中獲取，程序文件位置:

C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00solutionstida_00961f28004xpfc2philtrmttpl

DigitalPower SDK可通過官網下載安裝，其中還包含所有芯片的參考例程、最新的參考設計源代碼、powerSUITE設計工具等。(下載鏈接)

2. 參考方案的設計功率為1.6kW, 如果想應用於更高的功率場合，有什麼建議
？

TIDA-00961滿載設計功率為1.6kW(high line 230V)、1.2kW( low line 110V)，主要是考慮到GaN 半橋功率板的設計功率，同時由於CrM控製模式下峰值電流為平均電流的兩倍，因此建議在CrM模式下，一個GaN 半橋功率板對應的設計功率為1kW，所以
，本參考設計實際可工作在2kW的滿載功率(已通過實際測試)。若想將本方案應用在更高功率的場合，例如3kW，可參考以下3種實現方式：

1)采用多管並聯方式，例如通過雙管並聯將功率回路上的GaN引入的導通損耗降為原來的一半，從而可在不變拓撲和控製方式基礎上提高功率；

2)增加交錯並聯的相數，例如，升級原兩相交錯拓撲為三相交錯並聯拓撲，同時在控製上
，將其他兩相的移相角度由1800改為1200和2400。

3)目前方案采用的GaN是LMG3410(Rdson=70mΩ)，下一代GaN Polaris 即將推出（預計2019年上半年

，目前可聯係TI 銷售團隊進行樣片申請），其擁有更低的導通電阻（Rdson=50mΩ），單管能承擔更大的功率
，且與LMG3410管腳兼容，硬件拓撲和軟件控製皆無需變動。因此，直接采用Polaris是提高係統功率的最簡便方式。

3. 同樣使用 GaN實現高效率的PFC參考設計PMP20873是基於CCM模式的
，方案采用CrM控製是出於什麼考慮？

TI GaN LMG3410 避免了Si MOSFET的反向恢複問題，因而可用於實現圖騰柱拓撲的CCM工作模式，可見參考設計PMP26873，但注意到該設計的開關頻率為100kHz
，如果想通過進一步提高開關頻率來提升功率密度
，CCM的工作模式將會遇到瓶頸。雖然GaN的開關損耗表現相比Si MOSFET 有優勢
，但具體來看（見圖 1），在硬開關時其開通損耗比關斷損耗高，一旦開關頻率提高到幾百或MHz

，開關損耗的比重將大大提高。因此，通過采用CrM模式實現零電壓開通（ZVS）為更高的開關頻率和更高的功率密度提供了可能。

圖 1 硬開關時GaN對應的開通損耗和關斷損耗

4. 參考設計采用兩相交錯的拓撲的原因是什麼？

1） 通過兩相交錯並聯
，係統的功率等級可以提升至原來的兩倍

2） 相比於兩相交錯並聯，同等功率的單相電路在CRMmoshixia，dianliuyouxiaozhida，youyukaiguanzhouqineidefengzhidianliuweipingjundianliudeliangbei，yincidianliubodongda，biranhuizengjiaxianluheqijiandedaotongsunhao。tongguojiaocuobinglianshidegexiangshurudianliuhuogexiangshuchudianliudewenboxianghudixiao
，dadagaishanleTHD表現，對輸入差模濾波器以及輸出電容的大小要求降低了，同時紋波的減小也使得輸入濾波器以及輸出電容上的損耗減小。

5. 如何理解Phase shedding？

Phase shedding用於提高係統效率，當負載變小時（小於設定的電流閾值），使能Phase shedding關閉第二相，從而提高係統在輕載時的效率。值得注意的是
，需控製Phase shedding使能的時刻發生在電壓過零點的瞬間，此時環路中的能量最小
，從而避免由於Phase shedding導致的電流的過衝或振蕩現場。

6. 在程序中，當負載變大要加入第二相時，為什麼要有gv_out = gv_out*(0.6)的處理


？

0.6的de係xi數shu處chu理li上shang為wei了le防fang止zhi潛qian在zai的de電dian壓ya過guo衝chong問wen題ti。在zai輕qing載zai情qing況kuang下xia隻zhi有you一yi相xiang工gong作zuo
，此ci時shi若ruo負fu載zai增zeng大da至zhi超chao過guo設she定ding的de閾yu值zhi時shi
，此ci時shi需xu要yao立li即ji使shi能neng第di二er相xiang，若ruo此ci時shi第di二er相xiang采cai用yong的de占zhan空kong比bi與yu第di一yi相xiang的de前qian一yi時shi刻ke占zhan空kong比bi一yi致zhi，相xiang當dang於yu產chan生sheng兩liang倍bei於yu之zhi前qian的de能neng量liang輸shu出chu，由you於yu此ci時shi負fu載zai隻zhi是shi小xiao幅fu增zeng大da，因yin此ci將jiang導dao致zhi很hen大da的de輸shu出chu電dian壓ya過guo衝chong。因yin此ci
，理li論lun上shang公gong式shi中zhong的de係xi數shu應ying采cai用yong0.5，但考慮到實際負載仍在變大，采用0.6的係數較為合適。

7. 參考設計的PWM 頻率最高達1.2MHz，主要靠什麼保證？

3） 寬禁帶半導體器件GaN使得MHz的開關頻率成為可能，TI的 LMG3410內置驅動，最大程度上減小了環路寄生電感的影響，在高頻開關動作下依然能保持很低的損耗。

4） 在如此高頻的開關下實現係統的精準高效控製，依賴於TI的新一代C2000 MCU TMS320F28004x的優異計算能力。100MHz的主頻，除了浮點運算單元(FPU)，增加了三角函數運算單元(TMU)
，通過硬件加速，大大加快了除法
、正餘弦和均方根等複雜運算的速度，從而保證了在高頻中斷內環路控製、ZVS控製等算法的實現。同時，F28004x的Type 4 ePWM可實現占空比
、周期、死區時間的高精度控製，在高頻開關下保持控製的精確性和準確度。

8. 高頻工作下兩相交錯的控製如何保證一致而不出錯
？

本參考設計采用新一代的C2000 MCU TMS320F28004x，最新的Type 4 ePWM引入了一次加載和全局加載功能
，保證了占空比、相位等寄存器基於同一設定事件同時更新，可避免潛在的在多相控製應用中的相位控製出錯問題。

9. 開關頻率達到MHz，在EMI上是否有挑戰？

相比傳統的CCM模式下PFC應用場合
，本參考設計的開關頻率最高達到MHz，同時采用兩相交錯並聯控製


，理論上能大大減小差模濾波器的體積，但也注意到CrM模式是變頻控製，對濾波器設計的要求會相應提高；另一方麵

，GaN LMG3410可通過調整外部電阻大小靈活調整dv/dt，有助於改善EMI問題。目前，本參考設計的開發板正計劃交付EMI測試
，我們會把測試結果盡快更新出來。

10. 程序中的controlISR 中斷頻率為50kHz
，包含了大量運算，該中斷運行後剩餘多少時間

？

controlISR 中斷主要用於電流環控製
、鎖相環的計算等，通過實際的測試獲得該中斷所需運行時間為12.4µs
，CPU 帶寬占用約為60%，見圖 2。此外，控製程序還包含其他兩個中斷
，分別是：頻率為10kHz的tenKHzISR ， 用於電壓環和phase shedding處理
，所需運行時間為20.8 µs；頻率為PWM 頻率的1/3 的pwmISR，用於ZVS 調整和移相同步控製
，所需運行時間為2.04 µs。由此可知
，得益於F28004x優異的計算能力，該控製係統的CPU 帶寬占用率比較低，仍能為額外的用戶功能提供足夠的裕度。

圖 2 係統中斷運行所需時間

11. 原理圖中沒有OCP等保護電路
，該保護功能怎麼實現
？

1） 本方案無需外部OCP電路，通過采樣輸入電流
，直接利用F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）同時實現對輸入電流的正負半周的OCP
，不需經過CPU的判斷處理

，通過硬件實現約60ns的快速保護能力。

2） 此外，TI GaN LMG3410內部集成了OCP、OTP等保護功能，若功率回路出現過流，LMG3410能夠立刻關斷實現保護功能。

12. 原理圖中PFC的boost電感為15uH，怎麼避免在輸入電壓過零點時刻的電流尖峰？

方案中的boostdianganjiaoxiao，jishihenxiaodedianyayehuiyinqikuaisudedianliubianhua，youqizaidianyaguolingdianshi，yichuxiandianliujianfengxianxiang。yinci，benshejizaishurudianyaguolingdianshishunjian，youyucaiyongruanqidongkongzhi，tongguopanduanshurudianyadedaxiao
，liyongzhuangtaijikongzhiGaN和MOSFET的開關時序，消除了過零點的電流尖峰
，進一步提升電流的THD。關於軟啟動的具體原理可參考TIDM-1007參考設計說明中的 2.4.4節

13. 一個開關周期內的功率管開通和關斷時間如何決定？

本係統的控製模式基於恒導通時間模式
，控製係統由輸出電壓外環和輸入電流內環構成
，開通時間Ton主要取決於電壓環
，同時引入電流內環做微調優化輸入電流的THD。關斷時間Toff根據伏秒平衡原理求得。

14. 硬件電路中哪些是ZVS檢測電路的有效部分？

答：我們在設計的過程中曾采用了多種實現ZVS的方式，目前有效的ZVS檢測信號為ZVS1_2和ZVS2_2。其中用於產生ZCD_OUTPUT1/2
、ZVS1/2和CROSSOVER信號的電路是冗餘的
，已經不再使用。

圖 3 冗餘電路

15. 參考設計中是如何實現ZVS的？

參考設計通過兩種機製實現ZVS：調整開啟主工作管前的死區時間和調整續流管的導通時間，具體如下：

1)   調整開啟主工作管前的死區時間

通過電路分析可得，當續流管關閉，開啟主工作管前，主工作管上的Vds電壓滿足：


其中,


當輸入和輸出電壓滿足Vin<0.5Vout時
，在主開關管關斷時，通過電感和開關管寄生電容的諧振，Vds可以到達0
，從而可以自然實現零電壓開通ZVS。當Vin>0.5Vout
，Vds無法通過諧振到達0
，若要實現全範圍的ZVS，則需要加入額外的控製算法。具體思路為在電感電流下降到０之後，提供一段時間（死區時間）的負向電感電流Io，為諧振回路注入能量，使得Vds可以到達0。

在Vds降到0時，有


進一步求得死區時間
，


另外
，當Vin<0.5Vout時，對應的死區時間為

2)   調整續流管的導通時間toff_calc

通過外部ZVS檢測電路，該電路用於檢測Vds的斜率（dv/dt），產生ZVS1_2作為F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）的輸入信號。如果主工作管開啟時刻產生較大的ZVS1_2
，則通過CMPSS判斷出此時ZVS沒有實現（zvs_lost = 1）
，因而需在下一個開關周期增加續流管的導通時間toff_calc；若判斷此時實現了ZVS，則(ze)在(zai)下(xia)一(yi)個(ge)開(kai)關(guan)周(zhou)期(qi)減(jian)小(xiao)續(xu)流(liu)管(guan)的(de)導(dao)通(tong)時(shi)間(jian)
，避(bi)免(mian)引(yin)入(ru)過(guo)多(duo)的(de)負(fu)向(xiang)電(dian)流(liu)影(ying)響(xiang)係(xi)統(tong)效(xiao)率(lv)，因(yin)此(ci)，這(zhe)是(shi)一(yi)種(zhong)動(dong)態(tai)調(tiao)整(zheng)機(ji)製(zhi)。此(ci)外(wai)，在(zai)程(cheng)序(xu)計(ji)算(suan)toff_calc時，對於Vin>0.5Vout工況，toff_calc在伏秒平衡計算結果基礎上，也加入一段與輸入電壓大小正相關的延時時間，具體可見acSine_diff的計算。

16. 主工作管關斷到續流管開通的死區時間是固定的麼？

該死區時間對應開關管的寄生電容和boost電感的諧振時間，在傳統的模擬控製中，一般采用固定的死區時間設置，而在一個輸入電壓AC周zhou期qi內nei，該gai諧xie振zhen時shi間jian是shi變bian化hua的de
，因yin此ci，過guo長chang或huo過guo短duan的de死si區qu時shi間jian都dou不bu利li於yu提ti高gao效xiao率lv，同tong時shi易yi導dao致zhi開kai關guan動dong作zuo時shi機ji不bu合he適shi引yin起qi的de振zhen蕩dang問wen題ti。本ben設she計ji采cai用yong自zi適shi應ying死si區qu控kong製zhi，每mei個ge開kai關guan周zhou期qi內nei都dou采cai用yong死si區qu時shi間jian


，從cong而er進jin一yi步bu提ti高gao係xi統tong效xiao率lv。

17. 係統能在全範圍內實現ZVS嗎
？

答：目前更新的程序中
，可實現全範圍ZVS控製的工況為：Vin有效值小於 210V。當

Vin有效值大於 210V時
，目前沒有根據ZVS檢測調整續流管的導通時間(ZVS extension)，當前代碼用於V2版本硬件電路，未來會優化代碼，使ZVS extension在V3版本電路上可工作於210V以上。

18. 怎麼理解SPLL_1PH_SOGI_FLL_run(&spll3,ac_vol_sensed)，鎖相環的用途是什麼？

SPLL_1PH_SOGI_FLL_run作為C2000 官方庫函數功能之一，可通過DigitalPower SDK進一步了解
，具體用法和原理可參考文檔《 Digital Power Library USER’S GUIDE》
，文件位置C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00docs。

在本程序中，鎖相環對輸入電壓進行頻率和相位檢測，目的在於：

1) 進行正負半周開狀態切換的時刻判斷；

2)在電壓過零點時對開關信號進行軟啟動處理，使得過零點處的電流平緩過渡，避免電流毛刺的產生；

3)電壓相位對應的正弦值用於計算電流環的電流給定值（ac_cur_ref_inst = ac_cur_ref*acSine ，ac_cur_ref為電壓環的輸出）
，用於電流環的準確跟蹤
；

19. 在程序中，控製電流環的語句gi_out=DCL_runPI_C1(&gi, SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst), ac_cur_sensed)，其中SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)怎麼理解？

本控製程序內集成了Software Frequency Response Analyzer (SFRA)功能
，工程師可直接利用本程序啟用SFRA功能在線獲得係統的環路帶寬等參數，無需增加任何硬件設備。一旦使能SFRA功能，SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)代表的信號為在ac_cur_ref_inst基礎上疊加特定頻率的小信號幹擾量。值得注意的是，SFRA功能是服務於項目開發階段的工具，一旦係統參數調試完畢，可去掉相應的SFRA內嵌代碼，釋放其占用的帶寬，具體可見SFRA的具體使用說明。

20. 為什麼說明書給出的測試結果顯示係統工作在Pout = 800W(Vin = 230V)附近時

，THD值會跳變？

圖 4 THD測試結果

由於該階段會發生相切（phase shedding）到相加（2nd phase on）的變化，相加後每相所帶的負載值變小為原單相運行時的一半。由於低負載時的THD要比高負載時差些，所以導致開啟第二相時，THD的值會突然增加。

(作者：Aki Li, Rayna Wang)

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