【導讀】設計中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC，或者您需要充分利用雙極輸入模數轉換器 (ADC) 的動態範圍。分割電壓軌的另一個原因是，如果您在單電源軌設計中需要中間軌偏置電壓。

設計中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC，或者您需要充分利用雙極輸入模數轉換器 (ADC) 的動態範圍。分割電壓軌的另一個原因是，如果您在單電源軌設計中需要中間軌偏置電壓。

術語“電源軌分離器”描述了為電路創建新的 0-V 參考點，通常是單電源軌 VDD 的電源電壓 (VDD) 的中點除以 2。總可用電壓保持不變
，但您可以將其視為在新的 0-V 參考上下分布的雙極電源 ±VDD/2
，這被稱為“虛擬接地”。

創chuang建jian新xin虛xu擬ni接jie地di的de軌gui道dao分fen離li器qi必bi須xu能neng夠gou提ti供gong或huo吸xi收shou負fu載zai電dian流liu，並bing且qie必bi須xu在zai其qi輸shu出chu端duan具ju有you電dian容rong去qu耦ou負fu載zai的de情qing況kuang下xia保bao持chi穩wen定ding。生sheng成cheng虛xu擬ni接jie地di的de一yi種zhong方fang法fa是shi使shi用yong配pei置zhi為wei單dan位wei增zeng益yi緩huan衝chong器qi的de運yun算suan放fang大da器qi (op amp)。

軌道分離中的運算放大器

運算放大器緩衝器的輸入電壓來自電阻分壓器，該分壓器設置為電源電壓的一半 (VDD/2)。分壓器與 C3 分離
，以穩定電壓
，防止 VDD 上的噪聲或紋波 (圖 1 )。添加 R3 可限製流入運算放大器非反相引腳的任何電流。當 VDD 上升或下降以及 C1
、C2 和 C3 電容器充電或放電時，該電流可以流動。

圖 1電壓軌分離器使用運算放大器的方式。來源：德州儀器

因此


，運算放大器的輸出為 Vsplit = VDD/2。緩huan衝chong器qi的de輸shu出chu應ying采cai用yong電dian容rong去qu耦ou
，電dian源yuan軌gui通tong常chang就jiu是shi這zhe種zhong情qing況kuang。但dan是shi
，大da多duo數shu運yun算suan放fang大da器qi即ji使shi有you幾ji十shi皮pi法fa的de輸shu出chu負fu載zai電dian容rong也ye會hui變bian得de不bu穩wen定ding，需xu要yao額e外wai的de技ji術shu才cai能neng使shi其qi穩wen定ding。

因此，請選擇具有無限輸出負載電容的固有穩定性運算放大器。對於此設計研究，我們使用OPA994，它可自動檢測其輸出上的負載電容並優化其內部補償以允許使用大輸出電容。它還能夠在提供或吸收數十毫安負載的同時保持 VDD/2 輸出
，如數據表曲線中不同 VDD 值所示。

考慮到溫度和電源電壓變化的壞影響
，以及設備是拉電流還是吸電流，拉電流或吸電流的安全值為 ±30 mA。可以使用與應用相對應的數據表曲線來增加此 ±30 mA 電流。

我們在TINA-TI仿真軟件中模擬了 OPA994 軌道分配器，以檢查其輸出頻率響應穩定性。圖 2中的波特圖顯示了穩定的響應，在 16.65 kHz 的交叉頻率下相位裕度為 66.7 度。為了實現該響應，OPA994 自動將其帶寬從 18 MHz 降低到 16.65 kHz。

圖 2 OPA994 的波特圖仿真顯示了其反相輸入的輸出。來源：德州儀器

我們對圖 1 進行了時域仿真，其中我們將負載瞬變應用於輸出（圖 3）。這涉及切換連接在 Vsplit 和原始 0 V 之間的 120 Ω 電阻負載。我們在 t = 2 ms 時施加負載，並在 t = 6 ms 時移除它。連接在 VDD 和 Vsplit 之間的第二個 120 Ω 電阻負載在 t = 4 ms 時切換，並在 t = 8 ms 時移除。120 Ω 負載為 2.5 V

，120 Ω ≈ 21 mA 瞬態負載電流。

圖 3仿真顯示了負載瞬變如何應用於輸出。來源：德州儀器

模擬的目的是查看 Vsplit 的(de)電(dian)壓(ya)偏(pian)差(cha)並(bing)檢(jian)查(zha)穩(wen)定(ding)性(xing)
，這(zhe)由(you)阻(zu)尼(ni)良(liang)好(hao)的(de)響(xiang)應(ying)來(lai)表(biao)示(shi)。在(zai)大(da)多(duo)數(shu)應(ying)用(yong)中(zhong)
，負(fu)載(zai)瞬(shun)變(bian)會(hui)小(xiao)得(de)多(duo)
，因(yin)此(ci)此(ci)模(mo)擬(ni)顯(xian)示(shi)的(de)是(shi)糟(zao)糕(gao)的(de)情(qing)況(kuang)。如(ru)您(nin)所(suo)見(jian)
，響(xiang)應(ying)阻(zu)尼(ni)良(liang)好(hao)。對(dui)於(yu) 21 mA 負載階躍（源或接收器），輸出偏差為 9 mV，恢複時間為 0.37 毫秒。

參考運算放大器

在實際應用中，供電負載通常可以是運算放大器信號鏈。在圖 4所示的 TINA-TI 仿真中，OPA171運算放大器參考 OPA994 的 Vsplit 虛擬接地輸出。OPA171 運算放大器配置為增益為 -100 的反相放大器。OPA171 的電壓輸入 (V IN ) 是 ±20 mV 峰值正弦波，也參考 Vsplit。

 圖 4上圖顯示了 OPA994 分軌和 OPA171 反相放大器仿真。來源：德州儀器

圖 5的仿真輸出顯示，OPA994 (ILOAD) 僅提供少量電流 (±20 μA)，對 Vsplit 軌的幹擾可以忽略不計。OPA171 的靜態電流來自 VDD 至 0 V，OPA994 分離軌的電流來源或吸收來自 Vsplit 參考輸入和輸出信號。

 圖 5仿真輸出顯示 OPA994 僅提供少量電流

，對 Vsplit 軌的幹擾可以忽略不計。來源：德州儀器

OPA171 輸出為 ±2 V
，由於運算放大器的輸入失調電壓乘以其噪聲增益（即增益為 101）

，因此存在額外的輸出電壓分量。OPA171 的共模抑製比可減弱 Vsplit 上的幹擾或失調。

我們測試了圖 1 所示的電路
，並將 120 Ω 的開關負載從 Vsplit 切換到原始的 0 V，以測試負載瞬態響應。圖 6顯示了交流耦合 Vsplit 輸出，並給出了 4 mV 峰峰值偏差
，反映了模擬結果。

圖 6測試結果顯示 120 Ω 負載接通和斷開。來源：德州儀器 

然後我們使用±20 mV、1 kHz 正弦波輸入測試了圖 4 所示的電路。圖 7中的測試結果顯示
，輸出為±2 V（相對於 Vsplit 虛擬地），加上偏移（給定運算放大器的輸入偏移電壓）。

 圖 7上圖顯示了 OPA171 輸出（G = –100），輸入為 ±20 mV。來源：德州儀器

與所有運算放大器一樣，Vsplit 輸出失調電壓會隨負載電流而變化。圖 1 顯示了此模擬結果

，而圖 8顯示了 ±40 mA 負載範圍內的結果以及該負載範圍內的 14 mV 偏差。

圖 8顯示負載電流隨 Vsplit 變化的情況。來源：德州儀器

0 mA 時的 3 mV 失調電壓歸因於運算放大器的失調電壓
，加上 R1、R2 和 R3 電阻中輸入偏置電流的失調電壓。在運算放大器的反饋路徑中增加一個等於分壓器電阻 (R1//R2) 和 R3 (6 kΩ) 的並聯組合的電阻，可消除偏置電流引起的失調電壓。

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