一. 序言

最近這幾年充電模塊是熱門
，從最開始的7.5 kW

、10 kW到後麵的15 kW、20 kW
，功率等級不斷的提高。現在市場上的大功率充電模塊絕大部分都是三相輸入
，PFC部分也基本都是采用的三相無中線Vienna結構的拓撲。結合Microchip的MCU和功率半導體，和大家分享一下。由於本人水平有限，也難免會有一些個人見解有誤的地方，希望和大家一起探討交流。

 

二. 主電路的組成

1.     主拓撲

如圖1所示
，主拓撲是三相Vienna PFC拓撲的主電路：

 

圖1 三相三電平Vienna主拓撲結構

 

1)     三相二極管整流橋，使用超快恢複二極管或SiC二極管；

2)     每相一個雙向開關，每個雙向開關由兩個MOS管組成，利用了其固有的反並聯體二極管
，共用驅動信號，降低了控製和驅動的難度。相比其他組合方案
，具有效率高、器件數量少的有點
；

3)     電流流過的半導體數量最少：以a相為例
，雙向開關Sa導通時，電流流過2個半導體器件，euo = 0
，橋臂中點被嵌位到PFC母線電容中點；雙向開關關斷時，電流流過1個二極管
，iu > 0時euo = 400V， iu < 0時euo = -400V，橋臂中點被嵌位到PFC正母線或負母線。

 

 

圖2 單相電流路徑

 

電路的工作方式靠控製Sa、Sb、Sc的通斷
，來控製PFC電感的充放電，由於PFC的PF值接近1，在分析其工作原理時可以認為電感電流和輸入電壓同相，三相電平衡

，並且各相差120度。

 

2.     等效電路

1)     三相三電平Boost整流器可以被認為是三個單相倍壓Boost整流器的Y型並聯；

2)     三個高頻Boost電感，采用CCM模式，減少開關電流應力和EMI噪聲
；

3)     兩個電解電容構成電容中點，提供了三電平運行的條件；

 

 

圖3 單相整流電路

 

 

圖4 主電路等效電路

 

根據等效電路，各參數表達式如下：

 

 

 

注：

這個eun的表達式非常重要，是後麵很多公式計算的基礎，推導如下。

將如圖1所示的主電路進行等效：

 

 

圖5 電路等效圖

 

列出電路的平衡方程

，其中三相平衡下:

 

在任意時刻：

 

 

 

化簡得到：

 

 

 

因此：

 

 

 

其中Vuo
，Vvo，Vwo，是三相端點A
、B和C的電壓
， L ＝ La= Lb= Lc。

 

三. 工作原理

1.     主電路的開關狀態

三相交流電壓波形如圖6所示，U.V.W各相差120度

 

 

圖6 三相交流電壓波形

 

通過主電路可以看出
，當每相的開關Sa、Sb、Sc導通時，U
、V
、W連接到電容的中點O，電感La、Lb
、Lc通過Sa、Sb
、Sc充電，每相的開關關斷時
，U、V、W連接到電容的正電平（電流為正時）後者負電平（電流為負時），電感通過D1-D6放電
，以0~30度為例
，ia
、ic大於零，ib小於零。

每個橋臂中點有三種狀態
，三個橋臂就是3^3=27種狀態，但不能同時為PPP和NNN狀態，故共有25種開關狀態；開關狀態見附件！                     

2.     主電路發波方式

主電路的工作狀態與發波方案有比較大的關係，采用不同的發波方案會在每個周期產生不同的工作狀態。一般Vienna拓撲采用DSP數字控製，控製靈活，可移植性強。

 

(1)采用單路鋸齒波載波調製電流環控製器輸出的調製信號被饋送給鋸齒波載波
，如圖7所示
，保持恒定的開關頻率
；在0~30度這個扇區內，每個周期產生4個開關狀態
，由於波形不對稱，電流波形的開關紋波的諧波比較大；采用該種方式進行調試
，橋臂中點線電壓的最大步進是2Ed（Ed為母線電壓的一半

，400V）；

 

 

圖7 鋸齒波載波方式

 

(2)采用相位相差180度的高頻三角載波，如圖8所示，當對應的輸入電壓是正半周的時候，采用Trg1
，當對應的輸入電壓是負半周的時候采用Trg2
，每個周期產生8個開關狀態，與傳統的控製方案產生4個開關狀態相比，8個開關狀態相當於頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對THD指標有好處
；

 

 

圖8 三角波載波方式

 

三角波載波方式仿真波形如圖9所示：

 

 

圖9 三角波載波方式仿真波形

 

3.     工作狀態

上麵我們提到，三相三電平PFC可以看作是三個單相的PFC，每個單相相當於由兩個Boost電路組成

，在交流電壓的正負半周交替工作
，正半周如下所示：

 

 

圖10 單相ON-OFF電流波形

 

以a相為例
，驅動信號為高時，則開關管Q1導通（交流電壓的正半周）或者Q2導通（交流電壓的負半周）；驅動信號為低時，開關管Q1和Q2都關斷。電壓正半周時

，a相上橋臂二極管導通；電壓負半周時，a相下橋臂二極管導通。

 

通過上麵的分析，采用移相180度的三角載波進行調製，在0~30度的扇區內有8種開關狀態，4種工作模式ONO,ONP,OOP,POP。

 

ONO工作模式：a相和c相導通，b相截至，U和W電壓為0，V點電壓-400V；該工作狀態隻給C2進行充電；

 

 

圖11 ONO開關狀態

 

ONP工作模式：a相導通，b相和c相截至；U點電壓為0，V點電壓為-400V，W點電壓為+400V；

 

 

圖12 ONP開關狀態

 

OOP工作模式：U和V點電壓為0
，W點電壓為+400V
；

 

 

圖13 OOP開關狀態

 

POP工作模式：U和W點電壓為+400V，V點電壓為0
，該工作模式隻給C1進行充電；

 

 

圖14 POP開關狀態

 

當然，這隻是在0~30度扇區的工作狀態，其實在整個工頻周期
，是有25個工作狀態的，具體見我上麵發的開關狀態附件。ONO和POP這兩種工作模式隻給C1或C2充電的狀態對後麵母線電壓均壓起決定性的作用。

 

四.器件應力的分析

1.        PFC電感應力

從上麵的工作狀態，我們可以知道
，PFC電感的前端接輸入
，後端電壓在開關不同的狀態分別接PFC電容三個電位，P
，O，N
，我們以輸入的三相中點為基準， PFC母線電壓是波動的，三個狀態的電壓分別為：

 

 

 

其中Vu，Vv
，Vw為三相開關端點相對母線電容中點的電壓
，以A相為例
，當Va>0時

，Vu可以取0，400V，而其餘B，C相可以取除（400V，400V）以外的任意向量，因B，C相不可能同時為正，所以此時PFC電感右端的電壓範圍-266～533V。

 

同理當Va<0時Vu可以取0
，-400V，而其餘B
，C相可以取除（-400V
，-400V）以外的任意向量，所以此時PFC電感右端的電壓範圍-533～266V。電感兩端的電壓峰值出現在該相60度時（大於60度後其餘兩相為負
，GND到O的電壓最大值變成了133V
，所以從仿真上可以看出峰值電壓的跌落，最大值為：

 

 

 

2.        MOSFET和二極管應力

如圖1所示，每相的兩個二極管跨接在正負母線之間，其中點的電平可以為0，-400V，400V
，所以對於二極管
，其兩端承受的最大平台電壓為輸出PFC輸出電壓，800V母線電壓考慮MOS開關帶來的電壓尖峰，二極管的最大尖峰電壓會接近1000V
，其電流應力可以通過控製方程計算出來。

 

其實考慮整流二極管不僅要考慮耐壓
、通流能力，還有一個很重要的參數是抗浪湧衝擊的能力。在實際調試的過程中
，有嚐試選擇用SiC二極管

，但是SiC二極管的抗浪湧衝擊電流的能力比較弱


，所以一般都是采用超快恢複的高壓二極管，比如Microsemi的ATP30DQ1200B係列。

 

womenzhidao，dangmokuaizaidalangyongdeshihou，dianliudoushizoudizukangdelujing，yibanqianjideyamindianzuhuixieliuyibufendianliu，danshiyamindianzubuhuixiefangsuoyoudedianliu
，yiranhuiyoudaliangdedianliuliudaohoujidianliuzhong。duiyudanxiangmokuai，yibandezuofashizaiPFC電感前麵增加一個二極管到PFC母線電容
，這樣
，浪湧電流就會通過防雷二極管引入到PFC母線電容，保護了功率器件。但是對於三相PFC而言，PFC電容是一個五電平的波動，無法采用這種方法。否則，電路正常工作時就會有電流流過該二極管而導致Vienna無法工作。所以

，大電流會通過電感、PFC Diode進入母線電容，這個時候就要求PFC Diode抗浪湧電流的能力比較強。

 

MOSFET的VDS電壓

，由於采用三電平技術，使MOSFET電壓隻有三相PFC 800V母線電壓的一半
，考慮尖峰，這個電壓會接近600V。對於MOS電壓應力我們最關心的是對頂MOS的中點相對三相輸入的參考地的電位差
，如果采用隔離光耦進行驅動，這個電壓決定隔離驅動光耦的選型。

 

五.控製方案

我們知道，這種控製電路一般采取雙環的控製方式
，即電壓外環+電流內環。電壓外環得到穩定的輸出直流電壓，供後級電路的使用（比如Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），電流內環得到接近正弦的輸入電流，滿足THD和PF值的要求。

 

 

圖15 控製環路

 

其實數字控製無非就是把模擬的方案轉換為數字的運算，可以參考如圖16所示模擬PFC控製邏輯框圖，利用它的控製思想來實現數字化。

 

 

圖16 模擬控製框圖

 

PFC母線輸出電壓經過采樣和濾波由DSP的ADC采樣到DSP內部，與電壓給定信號進行比較
，產生誤差後經過Gvc(s)補償起後輸出一個A信號，然後通過乘法器與交流AC電壓相乘得到電流的給定信號
，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，使電源輸入端的PF值接近1；將采樣的電感電流波形與電流給定進行比較得出誤差
，經過Gic(s)補償器進行補償後得到電流環的輸出值，該值直接與載波進行調製
，得到PWM波形
，控製電壓和電流；大致的控製框圖可以用下圖來簡化表示，如圖17所示；

 

 

圖17 PFC傳遞函數框圖

 

其中：Gcv(s)為電壓環的補償函數，Gci(s)為電流環的補償函數，Hi(s)為電流環采樣函數，Hv(s)為電壓環采樣函數
，Gigd(s)為電感電流對占空比D的函數。

 

六.控製地的選擇

在傳統的單相有橋PFC中，一般把PFC電容的負極作為控製AGND，因為該點的電壓通過整流橋跟輸入的L、N相連。當輸入為正半周的時候
，AGND為整流橋鉗位在N線
；當輸入負半周的時候，AGND被整流橋鉗位在L線

；所以母線電容的負極地AGND（相當於PE）是一個工頻的變化，由於輸入一般都是50Hz的交流電，所以相對還是比較穩定的，可以作為控製電路的控製地。

 

但是相比較Vienna PFC就不一樣了，母線電容的中點相對與工頻電壓中點（PE）是一個開關級的5電平高頻變動的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這裏的Vo代表母線電壓的一半，典型值400V，5電平是如何產生的請參考開關狀態附件的eon）
，ruguoyirucidadegaopinbodongquzuoweikongzhididehua，namezaoshenghegongmoganraojiuhuifeichangdeda

，kenenghuidaozhicaiyangdianyahequdongbuzhunque，yanzhongyingxiangdaodianludekekaoxing。

 

由於電容中點的高頻變化不能作為控製地，那怎麼辦？我們是否可以認為的構建一個虛擬的地來作為控製地AGND？我們可以采用在三相輸入之間通過分壓電阻相連，采用Y型接法來產生虛擬地而作為控製地。不過構建了這個控製地後
，那麼其他所有的采樣、驅動都要以差分和隔離的方式相對於這個控製地來工作。采用這種方法

，輸出電容中點O與控製地AGND分開了
，避免了高頻劇烈變動帶來的幹擾。

 

 

圖18 控製地AGND

 

這樣做是不是完美解決了控製地的問題
？在實際工作過程中
，AGND依然存在劇烈的波動，並不是我們想象的那麼平靜
，AGND跟隨著O在劇烈的波動，AGND的峰峰值非常的大。

 

如何解決
？其根本原因是AGND 和O之間存在采樣電阻的連接（輸出電壓的采樣）
，而AGND跟PE之間又存在Y電容連接

，在O點的高頻信號作用下，AGND自然就被迫分擔一定比例的電壓。解決方案是在AGND與PE之間增加一個低阻通路來降低阻抗
，承擔一定的電壓來降低AGND-PE的紋波電壓。

 

七.母線均壓原理的分析

我們知道，三相Vienna PFC拓撲的母線電壓800V是由兩個電容C1和C2串聯進行分壓，電容中點的電位O由you電dian容rong的de充chong放fang電dian決jue定ding，兩liang個ge電dian容rong的de電dian壓ya應ying該gai保bao持chi均jun衡heng以yi保bao持chi真zhen實shi的de三san電dian平ping運yun行xing條tiao件jian。否fou則ze輸shu出chu電dian壓ya可ke能neng包bao含han不bu期qi望wang的de諧xie波bo，甚shen至zhi會hui影ying響xiang到dao電dian路lu的de完wan全quan性xing。

 

三相三電平PFC正負母線的均衡度會影響PFC的性能：

1、輸入電流THD；

2、功率開關管和二極管的應力（本身以及後級功率電路）；

3、動態時母線電容容易過壓；

 

電容中點的電位偏差與PFC正負母線電容的充放電過程相關，通過附件

 

開關狀態

可以看出，a組和z組工作狀態沒有電流流入或流出電容中點
，因此兩個電容的充放電是一樣的，不會產生偏壓。隻有b、c、d組的開關狀態才會影響到PFC母線電容充放電的差異
，產生偏壓。

根據前麵的工作原理分析
，POP工作狀態隻給電容C1進行充電，ONO工作狀態隻給電容C2進行充電
，故可以根據這兩個工作狀態來控製中點電位，在控製中可以調節ONO和POP兩個工作狀態的作用時間來進行均壓。

 

 

圖19 C2充電

 

 

圖20 C1充電

 

這個時候可以在整個控製環路中添加一個偏壓環，用於調節ONO和POP的作用時間，來進行母線電壓的均壓作用。

 

具體實施方：是分別對正母線和負母線進行采樣

，然後得出差值（直流分量）
，該gai差cha值zhi經jing過guo偏pian壓ya環huan的de補bu償chang器qi調tiao節jie之zhi後hou疊die加jia到dao輸shu入ru電dian流liu參can考kao正zheng弦xian波bo
，經jing過guo精jing密mi整zheng流liu後hou變bian換huan為wei幅fu值zhi有you差cha異yi的de雙shuang半ban波bo作zuo為wei電dian流liu環huan的de給gei定ding，以yi此ci來lai改gai變bianONO和POP的作用時間
，改善PFC母線均壓。

 

 

圖21 偏壓給定

 

如圖22所示
，compa
、compb和compc分別是每相的電流環計算出來的結果，以0~30度扇區為例，當正母線相對於中點的電壓低於負母線時，正半波的給定變小，負半波的給定變大
，POP工作狀態的時間變長
，給正母線電容的充電時間變長；ONO工作狀態的時間變短， 給負母線電容的充電時間變短。當正母線相對於中點的電壓高於負母線時
，正半波的給定變大，負半波的給定變小，POP的作用時間變長，給正母線電容充電的時間變短，ONO的作用時間變長
，給負母線的充電時間變長。圖中comp值實線代表上個周期的值

，虛線代表當周期的值
；陰影部分代表變化的時間；

 

 

圖22 均壓控製示意圖

 

以上說明的是主功率回路正常工作時候可以通過調節來控製PFC母線電容的均壓，但是當模塊起機的時候呢？可以采用輔助電源直接從+400V~-400V之間進行取電，由於電容有差異性，內阻不可能完全相等，也會差生偏壓。還有一個是要采用更高等級的MOSFET，成本高

，而且現在充電模塊的待機損耗也是一個問題
，很多客戶要求模塊的待機損耗不能超過多少。

 

dangranhaiyoulingyizhongfuzhudianyuanqudianfangshi，yeshixianzaichangjiazhuliudefangshi。jiushizhengfumuxianjunguayigefuzhudianyuan

，zaiqijideshihoutongguochongdiandianzugeimuxiandianrongchongdian，bianyaqicaiyongraozujingzhengdefangshi

，shuidemuxiandianyagao，jiucaiyongshuigongdian，zheyangkeyihenhaodebaozhengmokuaizaiqijiguochengzhongdejunyaxiaoguo；在模塊正常工作起來以後，也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒有這種效果。

 

 

圖23 輔助電源示意圖

 

八.原理仿真

1.     輸入電流

輸入電流波形，參數沒有調好
，將就著看吧。

 

 

圖24 輸入電流波形

 

2.     各點電壓波形

輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調製係數m
，m=Vlp/2Ed;其中Vlp是線電壓的峰值
；整流器可以被認為是與市電通過PFC電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點線電壓也應該為正弦波形。而實際情況下橋臂中點線電壓是正弦 PWM波形
，諧波分量和最大步進是兩個主要考慮的因素。

 

（1）當輸入線電壓峰值值大於Ed時

，橋臂中點線電壓電壓波形euv

，是一個5階梯的電壓波形，幅值為0

，±400V
，±800V，步進是400V；

 

 

圖25 橋臂中點電壓1

 

（2）當輸入線電壓峰值值小於Ed時，橋臂中線線電壓波形是一個3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V
，步進為400V
；

 

 

圖26 橋臂中點電壓2

 

橋臂中點相對與市電中點的電壓波形eun
，是一個9階梯的電壓波形；幅值為0，±133V，±266V
，±400V，最小步進是133V，最大步進是266V

；由於功率開關管和散熱器之間有寄生電容
，這個階梯信號會產生共模噪聲；

 

 

圖27  eun電壓波形

 

電容中點O相對於市電中點的電壓波形eon，是一個5階梯波形，幅值為0
，±133V，±266V，步進為133V；

 

 

圖28 eon電壓波形1

 

 

圖29 eon電壓波形2

 

 

圖30 eon電壓波形3

 

最後附一張電路起機波形：

 

 

圖31 起機波形

 

九.環路分析及數字化

工作原理

輸入交流電壓和電感電流，以及PFC母線電壓經過采樣和濾波由DSP的ADC口采樣到DSP內，然後通過一個電壓反饋補償器Gcv（S），輸出電壓環的反饋信號Vc，然後通過一個乘法器單元將電壓調節器的輸出Vc與輸入電壓的全波整流波形相乘，得到整流橋後電流的指令值Iref。正是該乘法器保證了輸入電流與輸入電壓同相且波形相同，使電源輸入端的功率功率因數為1，它是實現功率因數校正功能的關鍵。在圖1所示的電路中，PFC參(can)考(kao)電(dian)流(liu)合(he)成(cheng)器(qi)還(hai)包(bao)含(han)了(le)一(yi)個(ge)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)全(quan)波(bo)整(zheng)流(liu)值(zhi)的(de)平(ping)方(fang)電(dian)路(lu)和(he)除(chu)法(fa)器(qi)，主(zhu)要(yao)是(shi)為(wei)了(le)提(ti)高(gao)控(kong)製(zhi)係(xi)統(tong)對(dui)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)變(bian)化(hua)的(de)動(dong)態(tai)響(xiang)應(ying)速(su)度(du)，它(ta)對(dui)於(yu)寬(kuan)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)範(fan)圍(wei)和(he)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)波(bo)動(dong)較(jiao)大(da)的(de)應(ying)用(yong)場(chang)合(he)更(geng)為(wei)必(bi)要(yao)
，我(wo)們(men)將(jiang)上(shang)麵(mian)的(de)電(dian)路(lu)框(kuang)圖(tu)用(yong)傳(chuan)遞(di)函(han)數(shu)框(kuang)圖(tu)表(biao)示(shi)：

 

 

圖32 PFC傳遞函數框圖

 

其中：Gcv(s)為電壓環的補償函數，Gci(s)為電流環補償函數，Vm為載波幅值
，Gigd(s)為電感電流對占空比D的函數，ZL(s)為電感電流到輸出電壓的阻抗，Hi(s)為電流環采樣函數，Hv(s)為電壓環采樣函數。

 

在三相PFC的數字控製當中，可以采用Microchip雙核dsPIC33CH係列，由於其內部具備雙核CPU，所以整個控製我們分配在兩個內核中，主核Master完成電壓環以及保護和快速采樣濾波計算等環節，從核Slave完成電流環和發波的功能。

雙核示意圖如下：

 

 

圖33 dsPIC雙核框圖

 

雙核係列的dsPIC具有如下特點:

1)        主核和從核分別獨立工作；

2)        在應用開發階段可以分別編程和調試；

3)        主核和從核都有它們自己的中斷控製、時鍾發生器、端口邏輯和外設資源；

4)        主核最大工作90MIPS
，從核最大工作100MIPS。

 

2.     PFC電流環

 

 

圖34 PFC電流環框圖

 

在Vienna電路中
，兩組PFC母mu線xian電dian容rong對dui輸shu入ru等deng效xiao為wei以yi中zhong點dian為wei基ji準zhun的de兩liang個ge並bing聯lian電dian容rong組zu，三san相xiang二er極ji管guan電dian流liu對dui其qi充chong電dian，對dui輸shu出chu而er言yan其qi又you等deng效xiao為wei兩liang個ge串chuan連lian的de電dian容rong
，對dui負fu載zai供gong電dian
，所suo以yi每mei相xiang流liu入ruPFC電容電流和流出PFC電容電流的關係為2/3。

 

故三相Vienna拓撲的主電路傳遞函數為:

 

 
 

L_fulload為滿載情況下PFC電感值，RL為電感串聯電阻。

 

我們知道了主電路的傳遞函數後，其他比如AD增益（包括采樣、保持、轉換）、硬件采樣電路、Fm等傳遞函數都可以表達出來了。這樣除了補償器之外的開環傳遞函數都清楚了
，計算或者仿真出除補償器的Bode圖，根據開環傳遞函數的Bode圖，設計出合理的補償器。

 

在數字電源控製中，一般采用的補償器有PI控製器、SZSP控製器、2P2Z控製器、3P3Z控製等。在開關頻率以下，電流環開環傳遞函數為一個單極點係統，可以將補償函數設計為一個PI控製係統。

由於PFC電感在不同的直流偏置下感量變化非常明顯
，nFeSi材質在正弦電流過零點和峰值附近相差近3倍bei
，為wei了le能neng提ti高gao過guo零ling點dian的de低di頻pin增zeng益yi和he帶dai寬kuan，同tong時shi保bao證zheng峰feng值zhi附fu近jin的de穩wen定ding
，我wo們men需xu要yao實shi時shi的de調tiao節jie電dian流liu環huan的de相xiang關guan參can數shu
，這zhe樣yang能neng時shi時shi的de改gai善shan帶dai寬kuan和he增zeng益yi。

 

3.     電壓環

 

 

圖35 PFC電壓環

 

PFC電流內環和功率級形成一個電流源，因此PFC電壓環的被控對象在低頻可以等效為驅動電容的電流源，在100Hz頻率附近，電壓環開環傳遞函數為一個單積點係統。PFC電壓環在確保當負載變化時輸出電壓穩定的同時

，帶寬應該足夠低
，從而使頻率大於100Hz時的環路增益足夠低
，以減小PFC輸出電容上的100Hz電壓紋波對PFC輸入電流的調製作用，否則該調製作用會引起輸入電流的嚴重畸變，當然過低的電壓環帶寬回導致電壓動態速度過慢
，在THD設計滿足要求的情況下，可以再調節帶寬。

 

yishangshizhenduiwentaidedianyahuansheji，ruguoshuruhuozheshuchuzaijinxingdongtaitiaobian，weilebaozhengdianludekekaoxing，keyijiarukuaihuan。yejizaidongtaishi，weilejiakuaihuanluxiangying，manzudongtaideyaoqiu
，caiyonglingwaiyizuhuanlucanshu，tongshiquchuruanjianlvbo。dangzongmuxiandianyacaiyangdayuhuozhexiaoyudangqianzongmuxiandianyageidingdeyidingzhishi，jinrukuaihuan；當總母線電壓采樣不再大於或者小於當前總母線電壓給定另一值時
，退出快環。當然
，由於母線電容的ESR容易受環境溫度的影響
，所以當環境溫度過低時，母線電容的ESR增大
，電壓環調節過快，會導致母線電壓過壓。

 

所以電壓環的設計不僅要考慮到穩態的低帶寬，還要考慮動態響應以及受環境溫度的影響。

 

4.     母線電壓偏壓環

PFC電路有正負母線輸出，所以要控製正負輸出平衡：

 

 

 

。把疊加到電壓波形給定中去，這樣可以調節母線平衡（見均壓原理分析）。

母線電壓偏壓環是純比例環節,即有靜差調節,所以即使最終調節穩定的情況下,母線還是會存在一定的差異,如果K越大，δ  輸出就越大，調節能力就越強，平衡度就越好，但是注入到輸入電流的諧波也就越大
，影響THD指標。所以需要在THD和母線平衡之間做出平衡。

 

為了消除正、負母線之間的靜差，可以采用PI環節來代替純比例環節，但是積分環節本身存在退飽和的問題
，對於Vp, Vn 不停變化的係統，調壓是通過改變小矢量的持續時間
，積分的響應速度慢，可能反而對小矢量超調或欠調，導致正、負母線電壓一直處於偏壓的狀態。所以采用純比例環節進行正、負母線電壓的調節可以保證時時性。

 

由於母線偏壓環的調節，會對THD造成影響，所以要根據母線偏壓的程序選擇比例係數和輸出δ的最大範圍，避免過分調節。

 

5.     補償器的數字化

數字補償器設計流程如下：

1)      首先選擇一個合適的已知原型濾波器傳遞函數（要選擇合適的零極點）；

2)      將該原型濾波器的s域傳遞函數映射到z域中；

3)      將z域轉換為時域內的線性差分方程；

從s域到z域的變換，我們一般采用雙線性變換，又稱Tustin變換和梯形變換。它將s域中的模擬傳遞函數轉換為z域中的等效數字傳遞函數，它隻是表示的一個近似值，相對於采樣頻率的交叉頻率越低，近似值就越可靠。

 

以3P3Z控製器設計為例，在s域的表達式為：

 

 

 

進行雙線性變換，將

 

 

 

帶入Hc(s)中，經過化簡可以得出z域表達式：

 

 

 

將z域轉換為線性差分方程：

 

 

 

在MCU裏麵執行的大致過程如圖36所示：

 

 

圖36 數字Ⅲ型控製器實現方式