文中研製了一套模擬並網發電係統，實現了頻率跟蹤、最大功率跟蹤

、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應等功能
；采用Atmega16高速單片機，實現了內部集成定時、計數器功能
；利用定時器T／C2的快速PWM功能，實現SPWM信號的產生；采用T／C1的輸入捕獲功能，實現了頻率相位監測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓
、輸出電流等物理量的檢測與控製。

 

 

1 整體方案設計
設計采用Atmega16單片機為主體控製電路
，工作過程為：與基準信號同頻率、同相位正弦波經過SPWM調製後
，輸出正弦波脈寬調製信號
，經驅動電胳放大，驅動H橋功率管工作，經過濾波器和工頻變壓器產生於基準信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中

，過流、欠壓保護由硬件實現
，同步信號采集、頻率的采集

、控製信號的輸出等功能，均由Atmega16完成。係統總體設計框圖如圖1所示。

 

 

圖一：係統樞圖

 

2 硬件電路設計
硬件電路設計分為DC／AC驅動電路、DC／AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1，電路原理如圖2所示。

 

 

圖二：ACDC轉換電路

 

是由R1、R2、R3、R4
、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成，其中P3和P4是控製信號輸入端，R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度，集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數，集電極pn結的寄生電容無法改變
，隻有通過改變R1和R2的值來改變時間常數，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集電極電流就越大

；RC的充電時間常數越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集電極電流
，會增加係統的功耗，權衡利弊選擇一個合適的值。其次，射級pn結的寄生電容也會影響Q3和Q4的關斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅動電路中各加了一個放電回路，即拉地電阻R5和R6
，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的關閉速度，這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不bu損sun壞huai的de條tiao件jian下xia，基ji極ji的de電dian流liu也ye是shi越yue大da越yue好hao，但dan也ye會hui帶dai來lai損sun耗hao問wen題ti
，權quan衡heng利li弊bi選xuan擇ze一yi個ge合he適shi的de值zhi。關guan於yu兩liang個ge電dian阻zu的de取qu值zhi，這zhe裏li假jia設she三san極ji管guan的de放fang大da倍bei數shu為weiβ，基極電流Ib，集電極電流Ic，流過R5的電流為I5，流過R3的電流為I3，R3的壓降為V3，驅動信號為V，R5的壓降為V5，有

 

 

實際中R3和R5應該比計算值小
，這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態，提高係統穩定性。
 

2．2 DC-AC電路　　

是由兩隻p溝道MOSFET。Q1
、Q2和兩隻n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這裏沒有采用4隻n溝道MOSFET，原因是驅動電路複雜，如果采用上麵的驅動電路接近電源的兩個導體管不能完全導通，發熱量為接近地一側導體管4倍以上，功耗增加，所以采用對管逆變即減小了功耗，而且驅動電路簡單。通過控製4個導體管的開關速度再通過低通濾波器即可實現DC／AC功能。
 

2．3 濾波電路　　

兩個肖特基整流二極管1N5822為續流二極管，這裏為防止產生負電壓，C2、C3、C4、C5、L1
、L2組成低通濾波器，其中C5、C6為瓷片電容，C2、C3用電解電容
，充放電電流可以流進地，L1
、L2為帶鐵芯的電感，帶鐵芯的電感對高頻的抑製比空心電感更好，電感值更高。關於參數的選取和截止頻率的計算如下

 

 

 

3．1 電流采樣電路的設計　　

由於終端負載一定，所以電流采樣實際等同於一個峰值檢測的過程
，此電路實際是一個峰值檢測電路，P3為信號的2個輸入端，調整R10，R11和R17
、R18取值來實現峰值測功能
，電路中的阻值並不準確，需要實際中根據信號的幅值來調整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14
、R15、R19
、R20的電流為模擬比較器內部偏置電流的10倍以上，電阻的阻值盡可能大，這樣既減小了功耗也保證了係統的穩定性。Y3采用模擬比較器LM393，LM393內部為開集電極輸出，應用的時候輸出端要接一個上拉電阻，電路如圖3所示。

 

 

圖三：電流采樣電路

 

3．2 MPPT采樣電路　　

在zai光guang伏fu係xi統tong中zhong，通tong常chang要yao求qiu太tai陽yang能neng電dian池chi的de輸shu出chu功gong率lv始shi終zhong最zui大da，係xi統tong要yao能neng跟gen蹤zong太tai陽yang電dian池chi輸shu出chu的de最zui大da功gong率lv點dian。如ru果guo負fu載zai不bu能neng工gong作zuo在zai電dian池chi提ti供gong的de最zui大da功gong率lv點dian，就jiu不bu能neng充chong分fen利li用yong在zai當dang前qian條tiao件jian下xia電dian池chi所suo能neng提ti供gong的de最zui大da功gong率lv。因yin此ci，必bi須xu在zai太tai陽yang能neng電dian池chi和he負fu載zai之zhi間jian加jia入ru阻zu抗kang變bian換huan器qi，使shi得de變bian換huan後hou的de工gong作zuo點dian正zheng好hao和he太tai陽yang能neng電dian池chi的de最zui大da功gong率lv點dian重zhong合he
，使shi太tai陽yang能neng電dian池chi以yi最zui大da功gong率lv輸shu出chu
，這zhe就jiu是shi太tai陽yang能neng電dian池chi的de最zui大da功gong率lv跟gen蹤zong。即ji最zui大da功gong率lv跟gen蹤zongMPPT，是本套光伏並網發電模擬裝置研究的一個重要方向。由於光伏電池的最大功率輸出點是隨光強、負(fu)載(zai)和(he)溫(wen)度(du)變(bian)化(hua)的(de)。為(wei)充(chong)分(fen)利(li)用(yong)太(tai)陽(yang)能(neng)，係(xi)統(tong)必(bi)須(xu)實(shi)現(xian)最(zui)大(da)功(gong)率(lv)點(dian)的(de)跟(gen)蹤(zong)。本(ben)套(tao)光(guang)伏(fu)並(bing)網(wang)發(fa)電(dian)模(mo)擬(ni)采(cai)用(yong)恒(heng)定(ding)電(dian)壓(ya)控(kong)製(zhi)方(fang)法(fa)

，其(qi)優(you)點(dian)是(shi)簡(jian)單(dan)易(yi)行(xing)，且(qie)可(ke)以(yi)跟(gen)蹤(zong)最(zui)大(da)功(gong)率(lv)點(dian)。電(dian)路(lu)的(de)工(gong)作(zuo)原(yuan)理(li)：本模塊電路的核心也是模擬比較器LM393
，TL431提供7．5 V的基準電壓，在這裏基準電壓取值建議≥7．5 V
，取值可以比7．5 V稍大，以提高係統穩定性，應保證流過R3、R9的電流為模擬比較器LM393偏置電流的10倍以上，R3、R9的取值盡可能大。R1、R2並聯是為了調試方便
，現實中很難找到阻值很合適的電阻，滑動變阻器昂貴，所以用兩個電阻並聯調試效果比較理想。假設R為R1、R2並聯值，流過R的電流為I
，則有

 

 

式(9)中的，可以認為是TL431的灌電流的最小值，流過R6的電流和模擬比較器LM393的偏置電流忽略不計。R6和R13阻值選取
，應參考TL431內部1腳的偏置電流，流過R6和R13的電流應該10倍於TL431內部1腳的偏置電流，在保證係統穩定的前提下盡量減小功耗。　　

輸出用了光電耦合器U4把控製電路和主電路隔離
，防止主電路幹擾控製電路，R4和R5的取值太大影響穩定性，取值太小則使流過R4、R5的電流大功耗增加甚至損壞器件。　　

模擬比較器LM393的正相輸入端3腳位固定電壓7．5 V，正常狀態下PD4采集到的為高電平，當2腳的電壓高於7．5 V時輸出端1腳輸出低電平，光耦導通，PD4采集到的為低電平開始處理SPWM信號調整輸出阻抗來實現恒電壓跟蹤，最終實現最大功率點跟蹤。電路如圖4所示。

 

 

3．3 欠壓采樣電路設計　　

如圖5與圖4電路相似，模擬比較器的反相輸入端為基準電壓7．5 V，而R22換成電位器
，目的是為了便於調整使本裝置適用於不同欠壓值控製。輸出采用光電耦合器U4把控製電路和主電路隔離
，防止主電路幹擾控製電路，R22、R24的取值太大影響穩定性
，取值太小則使流過R22
、R24的電流大功耗增加甚至損壞器件，R21
、R23的取值大小參見4N25的輸入輸出特性曲線。　　

模擬比較器LM393的反相輸入端6腳位固定電壓7．5 V，正常狀態下欠壓采樣輸出為高電平
，當5腳電壓<7．5 V時，輸出端7腳輸出為低電平
，光耦導通，欠壓輸出端采集到的低電平欠壓保護電路開始工作，切斷主電路供電，實現欠壓保護。

 

4 欠壓過流保護電路設計電路
如圖6所示
，當係統正常工作時
，此過流保護的輸入端過流信號和欠壓即CD4011的1腳和2腳，檢測到的信號都是高電平，C04011的3腳輸出低電平
，經過U10B和U10C兩級反相最終CD4011的10腳輸出低電平
，三極管2N3904截止，繼電器常閉端處於導通狀態，係統處於正常工作狀態。當輸出流過負載的電流過大或者輸入電壓不足時低電平觸發CD4011的1腳2腳
，這時候3腳輸出高電平

，電容C10充電經過U10B和U10C兩級反相後10腳輸出高電平，三極管2N3904導通，繼電器的常閉端斷開

，主電路停止供電，處於保護狀態。由於主電路電源被切斷U10A的輸入端檢測到高電平，3腳輸出低電平，由於CD4011的高輸入阻抗和開關二極管D6單向導通作用，C10的電荷隻能通過R27釋放，當U10B的輸入端電位低於門限電壓
，經過U10B和U10C兩級反相後，三極管2N3904關閉，主電路開始供電。這樣實現了係統過流、欠壓故障排除後，裝置自動恢複為正常狀態。　　

此部分電路的設計采用雙輸入四與非門CD4011做反相器、開關二極管D6、電阻R27、電解電容C10

、三極管2N3904和繼電器。R26的選取由繼電器的驅動電流和2N3904的放大倍數β來決定
，過小則增加功耗，過大則不能驅動繼電器。R27和C10的放電時間就是係統過流欠壓保護後檢測的間隔時間。時間T=2×R27×C10。

 

 

圖6：欠壓過流保護電路設計

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