【導讀】48 V配電在數據中心和通信應用中很常見，有許多不同的解決方案可將48 V降(jiang)壓(ya)至(zhi)中(zhong)間(jian)電(dian)壓(ya)軌(gui)。最(zui)簡(jian)單(dan)的(de)方(fang)法(fa)可(ke)能(neng)是(shi)降(jiang)壓(ya)拓(tuo)撲(pu)，它(ta)可(ke)以(yi)提(ti)供(gong)高(gao)性(xing)能(neng)

，但(dan)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)往(wang)往(wang)不(bu)足(zu)。使(shi)用(yong)耦(ou)合(he)電(dian)感(gan)升(sheng)級(ji)多(duo)相(xiang)降(jiang)壓(ya)轉(zhuan)換(huan)器(qi)可(ke)以(yi)大(da)幅(fu)提(ti)高(gao)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)，這(zhe)種(zhong)方(fang)案(an)與(yu)先(xian)進(jin)的(de)替(ti)代(dai)方(fang)案(an)不(bu)相(xiang)上(shang)下(xia)，同(tong)時(shi)保(bao)持(chi)了(le)巨(ju)大(da)的(de)性(xing)能(neng)優(you)勢(shi)。多(duo)相(xiang)耦(ou)合(he)電(dian)感(gan)的(de)繞(rao)組(zu)之(zhi)間(jian)反(fan)向(xiang)耦(ou)合(he)，因(yin)而(er)各(ge)相(xiang)電(dian)流(liu)中(zhong)的(de)電(dian)流(liu)紋(wen)波(bo)可(ke)以(yi)相(xiang)互(hu)抵(di)消(xiao)。這(zhe)種(zhong)優(you)勢(shi)可(ke)以(yi)用(yong)來(lai)換(huan)取(qu)效(xiao)率(lv)的(de)改(gai)善(shan)，或(huo)者(zhe)尺(chi)寸(cun)的(de)減(jian)小(xiao)和(he)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)的(de)提(ti)高(gao)等(deng)。

摘要

48 V配電在數據中心和通信應用中很常見，有許多不同的解決方案可將48 V降(jiang)壓(ya)至(zhi)中(zhong)間(jian)電(dian)壓(ya)軌(gui)。最(zui)簡(jian)單(dan)的(de)方(fang)法(fa)可(ke)能(neng)是(shi)降(jiang)壓(ya)拓(tuo)撲(pu)
，它(ta)可(ke)以(yi)提(ti)供(gong)高(gao)性(xing)能(neng)，但(dan)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)往(wang)往(wang)不(bu)足(zu)。使(shi)用(yong)耦(ou)合(he)電(dian)感(gan)升(sheng)級(ji)多(duo)相(xiang)降(jiang)壓(ya)轉(zhuan)換(huan)器(qi)可(ke)以(yi)大(da)幅(fu)提(ti)高(gao)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)，這(zhe)種(zhong)方(fang)案(an)與(yu)先(xian)進(jin)的(de)替(ti)代(dai)方(fang)案(an)不(bu)相(xiang)上(shang)下(xia)，同(tong)時(shi)保(bao)持(chi)了(le)巨(ju)大(da)的(de)性(xing)能(neng)優(you)勢(shi)。多(duo)相(xiang)耦(ou)合(he)電(dian)感(gan)的(de)繞(rao)組(zu)之(zhi)間(jian)反(fan)向(xiang)耦(ou)合(he)，因(yin)而(er)各(ge)相(xiang)電(dian)流(liu)中(zhong)的(de)電(dian)流(liu)紋(wen)波(bo)可(ke)以(yi)相(xiang)互(hu)抵(di)消(xiao)。這(zhe)種(zhong)優(you)勢(shi)可(ke)以(yi)用(yong)來(lai)換(huan)取(qu)效(xiao)率(lv)的(de)改(gai)善(shan)，或(huo)者(zhe)尺(chi)寸(cun)的(de)減(jian)小(xiao)和(he)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)的(de)提(ti)高(gao)等(deng)。本文介紹了一個示例，其磁元件的體積和重量隻有原來的1/4，使得1.2 kW解決方案符合1/8磚的行業標準尺寸

，並且峰值效率高於98%。本文還重點討論了如何根據耦合電感的品質因數(FOM)優化48 V拓撲。專注於DC-DC轉換領域的工程師將會對此感興趣。

引言

48 V配電軌通常會降壓至某個中間電壓
，往往是12 V或更低
，然後不同的本地負載點穩壓器直接向不同負載提供各種不同的電壓。對於48 V至12 V降壓調節器，首選之一是多相降壓轉換器（圖1）。這種解決方案提供穩壓VO和快速瞬態性能
，很容易實現且成本較低。對於幾百瓦到>1 kW的功率範圍，可以考慮四相並聯。然而，高效率通常是一個優先考慮因素，與12 V甚至5 V輸入的較低電壓應用相比，48 V轉換器為了保持低開關損耗，開關頻率通常相對較低。這會在“伏特×秒”方麵對磁元件造成雙重損害，因為已經很明顯的電壓也會作用相對較長的時間。因此，與較低電壓應用相比，48 V的磁元件通常體積較大
，並使用多匝繞組來承受顯著提高的“伏特×秒”。48 V降壓轉換器仍然可以實現高效率，但整體尺寸通常相當大，其中電感占據了大部分體積。

基本48 V至12 V ~1 kW降壓轉換器具有四相，使用6.8 μH分立電感，開關頻率為200 kHz。zhesigedianganshimuqianzuidahezuigaodeyuanjian，zhanjiejuefangantijidedabufen。benwendemubiaoshibaochihuotigaocichushishejisuoshixiandegaoxiaolv，danxianzhujianxiaociyuanjiandechicun。

常規降壓轉換器各相的電流紋波可由公式1求出
，其中占空比為D = VO/VIN
，VO為輸出電壓，VIN為輸入電壓
，L為電感值，Fs為開關頻率。

圖1.使用分立電感的四相降壓轉換器。

用漏感為Lk且互感為Lm的耦合電感1-7代替分立電感(DL)
，CL（耦合電感）中的電流紋波可表示為公式2。6 FOM表示為公式3，其中Nph為耦合相數
，ρ為耦合係數（公式4）
，j為運行指數
，僅定義占空比的適用區間（公式5）。

CL考慮因素

改進的第一步是針對耦合係數Lm/Lk的幾個實際合理值繪製Nph = 4的FOM曲線（圖2）。紅色曲線Lm/Lk = 0表示分立電感的FOM = 1基線。已經證明，漏感非常低的陷波CL (NCL)結構一般能實現非常高的Lm/Lk，因此FOM值也很高。8,9然而，雖然在理想情況下目標占空比正好位於第一陷波D = 12 V/48 V=0.25，但有必要考慮VIN和VO的某個範圍。有時候
，標稱VIN可以是48 V或54 V加上一些容差，VO可以調整為遠離12 V
，等等。如果占空比在D = 0.25附近的某個範圍內變化
，為使電流紋波始終受到抑製
，應選擇具有相當大漏感的典型CL設計，而不是NCL，但FOM值仍然相當大。假設Lm/Lk > 4，與DL基線相比，減小CL中的電感值可能使圖2中的FOM提高約6倍。減少能量存儲會直接影響所需的磁元件體積。因此
，將DL = 6.8 μH降低為CL = 1.1 μH應有利於減小尺寸。

圖2.針對一些不同Lm/Lk值，4相CL的FOM與占空比D的函數關係。突出顯示了目標區域。

圖3.DL = 6.8 μH和CL = 4 × 1.1 μH（VIN = 48 V且Fs = 200 kHz）時的電流紋波與VO的函數關係。突出顯示了目標區域。

圖3顯示了相應的電流紋波，比較了VIN = 48 V和Fs = 200 kHz條件下的基線設計DL = 6.8 μH與建議的4相CL = 4 × 1.1 μH (Lm = 4.9 μH)。在目標區域中，CL的電流紋波與DL的電流紋波相似或更小。這意味著所有電路波形的均方根相似，傳導損耗也相似。相同Fs時的相同紋波還意味著開關損耗、柵極驅動損耗等也相同，因此這兩種解決方案的效率應該非常相似（假設DL和CL電感損耗的貢獻相似，這是唯一的區別）。

圖4.四個DL = 6.8 μH電感（上方）被替換為CL = 4 × 1.1 μH（下方）
，體積減小到原來的1/4。

圖5.48 V至12 V調節第一級。元件放置在PCB正麵的1/4磚輪廓內。將所有~1 mm元件移至底部：1/8磚。

圖4顯示了設計的CL = 4 × 1.1 μH，其取代了四個DL = 6.8 μH電感。5每個DL的尺寸為28 mm × 28 mm × 16 mm，假設它們彼此間隔0.5 mm，那麼尺寸為56.5 mm × 18 mm × 12.6 mm的4相CL可使磁元件體積減小到原來的1/4。圖5顯示了完整的1.2 kW 48 V至12 V調節解決方案
，PCB單麵上的元件位於1/4磚輪廓內。CL尺寸和封裝經過專門設計，兩個CL元件可以安放在行業標準四分之一磚尺寸內。將所有~1 mm元件（FET
、控製器IC、陶瓷電容等）放置在PCB底部，從而實現1/8磚尺寸的1.2 kW解決方案。

性能改善

當DL = 6.8 μH電感變為CL = 4 × 1.1 μH時
，電感中的電流擺率限製也改善了6倍，這有助於改善瞬態性能。除此之外，盡管磁元件總體積減少到原來的1/4，但100°C時的電感飽和額定值提高了約2倍。

圖6顯示了建議的VIN = 48 V解決方案（輸出VO = 12 V）的瞬態性能。正如所料
，對於變化的負載電流
，反饋將輸出電壓調節至預設值，同時補償輸入電壓的任何變化。

圖6.75 A負載階躍下VO = 12 V輸出(CL = 4× 1.1 μH)時的瞬態性能。

所實現的效率如圖7所示
，它可能是首要的性能參數。它與先進的行業解決方案進行了比較：48 V至12 V（固定4:1降壓）LLC，初級側和次級側均有矩陣變壓器和GaN FET。10所實現的滿載效率為97.6%，而基準效率為96.3%。這意味著在全功率下損耗減少16.6 W
，建議的解決方案實現了1.6倍的改進。當效率已經如此之高時，損耗要降低如此大的幅度通常很難實現。

尺寸和效率之間的權衡當然是可能的。圖8比較了CL = 4 × 1.1 μH（磁元件尺寸減小到DL的1/4）和更大的CL = 4 × 3 μH（電感體積僅減小到DL的1/2）的效率。物理尺寸較大的CL = 4 × 3 μH具有較高的漏感Lk = 3 μH和較大的互感Lm = 10 μH。這使得Fs可以輕鬆降低至110 kHz，從而大幅提升整個負載範圍內的效率。

圖7.與1/8磚尺寸的先進48 V至12 V解決方案的效率比較。

圖8.使用耦合電感的建議48 V至12 V解決方案的效率與尺寸權衡。

結語

利用耦合電感的優勢
，48 V至12 V解決方案將磁元件總尺寸減小到基本分立電感的1/4，以行業標準的1/8磚尺寸實現了1.2 kW功率。在磁元件尺寸減小4倍的同時
，它保持了出色的效率性能

，瞬態電感電流擺率提高了6倍，電感Isat額定值提高了2倍。

與同樣尺寸的業界先進48 V至12 V解決方案相比，它在全功率下的損耗降低了約1.6倍。如果磁元件尺寸的減小幅度可以不那麼大，效率還能進一步提高。

同時，建議的解決方案提供出色的穩壓輸出，可直接放在客戶母板上
，並利用標準矽FET進一步優化成本。與之相比
，采用全GaN FET的非穩壓4:1 LLC是作為單獨模塊製造的，並使用具有多層、敏感布局和嵌入式矩陣變壓器的專用PCB。

整體性能改善體現了ADI耦合電感專利IP的優勢，我們很高興將其提供給眾多客戶用於DC-DC應用。

參考資料

1 Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan。“帶耦合感應繞組的電壓轉換器及相關方法。”美國專利6,362,986，2001年3月。

2 Jieli Li。 “DC-DC轉換器中的耦合電感設計。”碩士論文，2001年
，達特茅斯學院。

3 Pit-Leong Wong
、Peng Xu
、P. Yang和F. C. Lee。 “采用耦合電感的交錯VRM的性能改進。”《IEEE電源電子會刊》，第16卷第4期，2001年7月。

4 Yan Dong。 “負載點應用中多相耦合電感降壓轉換器的研究。”博士論文，2009年
，美國弗吉尼亞理工學院暨州立大學。

5 Alexandr Ikriannikov。 “漏感控製得到改進的耦合電感。”美國專利8,102.233
，2009年1月。

6 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “解決耦合電感中的鐵損問題。”Electronic Design News，2016年12月，

7 Alexandr Ikriannikov。 “耦合電感的基礎知識和優勢。”ADI公司
，2021年。

8 Alexandr Ikriannikov。 “多相DC-DC應用中磁元件的演變和比較。”IEEE應用電源電子會議，2023年3月。

9 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “采用多相磁元件的轉換器：TLVR與CL和新穎優化結構之比較。”PCIM Europe
，2023年5月。

10 “EPC9174-評估板。”Efficient Power Conversion Corporation。

(作者：Alexandr Ikriannikov，研究員；Laszlo Lipcsei，產品應用總監)

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