如ru果guo未wei在zai模mo擬ni和he環huan路lu測ce量liang的de基ji礎chu上shang進jin行xing徹che底di分fen析xi，您nin就jiu不bu會hui知zhi道dao相xiang位wei和he增zeng益yi裕yu度du是shi什shen麼me樣yang的de，以yi及ji它ta們men有you多duo可ke靠kao。這zhe種zhong設she計ji鬆song散san的de轉zhuan換huan器qi很hen可ke能neng在zai生sheng產chan中zhong或huo在zai現xian場chang上shang電dian後hou不bu久jiu就jiu會hui出chu現xian故gu障zhang。為wei避bi免mian出chu現xian這zhe種zhong情qing況kuang，本ben文wen綜zong述shu了le目mu前qian可ke供gong選xuan擇ze的de一yi些xie工gong具ju


，讓rang您nin在zai開kai始shi生sheng產chan之zhi前qian能neng夠gou計ji算suan
、模擬和測量您的原型，從而確保生產工作安全順利。

 

I. 簡介

 

在開關轉換器中

，功率級的輸出由電壓變量控製。本文將這類電壓變量記為Verr或Vc，它們由負責將轉換器輸出維持在規定範圍內的補償模塊提供。對於以固定開關頻率Fsw運行的轉換器，控製變量為占空比D。但情況並非總是如此
，有些轉換器由可變頻率(例如LLC等諧振轉換器)或者可變導通或關斷時間控製。本文將主要討論以固定開關頻率運行的轉換器類型。

 

誤差電壓Verr可以直接控製占空比，我們這裏討論的是電壓模式控製(VM)或直接占空比控製。另一方麵，在電流模式控製(CM)中，控製電壓Vc通過感應電阻按周期固定電感峰值電流，並間接設置工作占空比。然而，當使用示波器顯示在VM或CM下(xia)運(yun)行(xing)的(de)轉(zhuan)換(huan)器(qi)波(bo)形(xing)時(shi)，您(nin)無(wu)法(fa)判(pan)斷(duan)轉(zhuan)換(huan)器(qi)是(shi)在(zai)電(dian)流(liu)模(mo)式(shi)控(kong)製(zhi)還(hai)是(shi)電(dian)壓(ya)模(mo)式(shi)控(kong)製(zhi)下(xia)運(yun)行(xing)。這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)這(zhe)兩(liang)種(zhong)結(jie)構(gou)的(de)功(gong)率(lv)級(ji)非(fei)常(chang)相(xiang)似(si)，隻(zhi)有(you)詳(xiang)細(xi)闡(chan)述(shu)占(zhan)空(kong)比(bi)的(de)方(fang)式(shi)發(fa)生(sheng)了(le)改(gai)變(bian)：降壓轉換器采用10V電源為負載提供5V電壓時
，無論該係統在電壓模式控製還是在電流模式控製下運行，該轉換器在理論上都將具有50%占空比。

 

作為電源設計人員，我們的目標是構建出穩定的轉換器，既能夠提供精確調節的電壓(或電流)，而又對工作條件(輸入源變化、環境溫度變化、不同負載條件等)不bu敏min感gan。除chu了le這zhe些xie實shi踐jian要yao求qiu，設she計ji人ren員yuan還hai必bi須xu確que保bao其qi轉zhuan換huan器qi在zai整zheng個ge使shi用yong壽shou命ming期qi間jian都dou能neng保bao持chi穩wen定ding和he正zheng常chang運yun行xing。您nin還hai必bi須xu考kao慮lv到dao自zi然ran生sheng產chan誤wu差cha或huo因yin老lao化hua而er導dao致zhi的de元yuan件jian性xing能neng下xia降jiang。現xian在zai還hai不bu錯cuo的de裕yu度du在zai5年後會變得如何?如果我的買家朋友向我展示工廠選擇的更實惠的新型電容，我對自己的選擇有多大信心?“嗨，Anaximander
，如果輸出電容選擇B品牌而不是當前儲存的A品牌，您能確認新一批100萬件適配器會工作正常嗎?”您能大膽地回答這個問題嗎?如ru果guo您nin做zuo足zu了le功gong課ke，並bing仔zai細xi研yan究jiu了le寄ji生sheng電dian容rong對dui交jiao越yue頻pin率lv和he相xiang位wei裕yu度du等deng的de影ying響xiang，那na麼me您nin確que實shi可ke以yi。但dan是shi如ru果guo您nin沒mei有you那na樣yang做zuo，而er隻zhi是shi在zai實shi驗yan室shi內nei轉zhuan動dong補bu償chang器qi的deR和C旋鈕來觀察了階躍響應，那麼您可以擦擦額頭上的汗珠，未來幾天您肯定都要加班到很晚來糾正錯誤，避免出現災難性結果。

 

要避免這種困境，一種方法就是按章辦事

，並從功率級響應開始。這是唯一的起點：在(zai)考(kao)慮(lv)可(ke)能(neng)的(de)控(kong)製(zhi)策(ce)略(lve)之(zhi)前(qian)，您(nin)需(xu)要(yao)先(xian)表(biao)征(zheng)您(nin)要(yao)控(kong)製(zhi)的(de)係(xi)統(tong)。您(nin)需(xu)要(yao)的(de)是(shi)確(que)定(ding)輸(shu)出(chu)變(bian)量(liang)對(dui)控(kong)製(zhi)輸(shu)入(ru)的(de)變(bian)化(hua)有(you)何(he)響(xiang)應(ying)。換(huan)言(yan)之(zhi)
，您(nin)需(xu)要(yao)待(dai)構(gou)建(jian)降(jiang)壓(ya)或(huo)升(sheng)壓(ya)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)控(kong)製(zhi)到(dao)輸(shu)出(chu)傳(chuan)遞(di)函(han)數(shu)：Vout會對Verr中的指定激勵做出怎樣的動態響應(圖 1)。也就是說，設備會做出什麼響應?

 

 

圖 1: 我們想要功率級動態響應。

 

拿到傳遞函數幅相圖後
，您就可以考慮補償策略(即在不同的頻率位置放置極點、零點和增益(或衰減))來滿足您的設計目標。這就是圖 2中所示的示例。D1

 

構建補償器時，有幾種方法可循，如圖 3所示。經典方法在文獻中存在大量描述
，該方法采用運算放大器構建濾波器
，因為補償器就是一個有源濾波器。然而
，業內主要采用TL431，您可以在當今市場上銷售的絕大多數適配器中發現其痕跡。我承認，就簡單性或成本而言，它是其他方法無法超越的：隻需幾美分就可以得到一個具有適度高開環增益(55 dB)和2.5 V精確基準電壓的運算放大器，而且TLV版本的Vref低至1.24 V。該部件提供多種不同的封裝
，一些版本可以接受高達36 V的電壓。然而
，選擇該器件會帶來與快慢通道相關的其它問題。

 

圖 2: 您通過補償器插入極點和零點並形成所需的頻率響應。

 

此外


，還可以選擇使用跨導運算放大器(OTA)來達到補償目的。集成電路設計人員喜歡使用OTA，因為它們占用的矽芯片區域要少於對應的運算放大器。我個人不太喜歡OTA，因為基於運算放大器的補償器提供虛擬接地，而基於OTA的則沒有。此外，電阻分壓比也會影響極點/零點布局。

 

圖 3:設計補償器時有多種有源元件可供選擇。

 

OTA在功率因數校正(PFC)yingyongzhongbijiaoshouhuanying
，feichangshiheyongyushixianjuyoushiduxiangweibianxiantishengdebuchangqi。ruguonindasuanjiangqiyongyuxuyaoshixiangaoxiangweibianxiantishengdeyingyong
，zekenenghuidadaoVout/Vref比例的上限。

 

相位邊限提升是為滿足相位裕度目標而需要補償器補償的額外相位量
，通常為大於45°的數字。通過圖 4，您會發現功率級在某些選定頻率f1和f2下具有90°或145°的相位滯後。如果使用具有270°固定滯後的標準積分器來閉合環路
，則這兩個因素在f1頻率下的滯後之和為-360°或0°：信號在注入點同相返回，並且滿足持續振蕩的條件。這並不是您想要的，除非您的目標就是構建一個振蕩器。現在，如果您在f2頻率下強製交越

，則相位裕度為負數，也就是說閉環極點位於右半平麵上：係統不穩定。您可以通過在f1或f2頻率處實現相位邊限提升來解決這個問題。通過將極點和零點放在補償器中，您就可以調整其相位響應，使其不再固定為-270°
，而是更低的值。當與設備響應相結合時，總參數或相位現在將小於-360°，從而獲得實現穩定所需的相位裕度。

 

圖 4：設備相位與補償器相位相加應使得總相位滯後低於-360°。

 

我們可以確定三種類型的補償器

，稱為類型1、2和3
，如圖5中所示。第1種類型包含原點極點：它是以下傳遞函數所表示的積分器：

 

 

無相位邊限提升，並且相位為反相運算放大器結構的相位(-180°)加上原點極點的相位(-90°)，因此最終參數為-270°或90°。

 

第2種類型常見於所需相位邊限提升低於90°的電流模式控製設計。它包含原點極點以及一個極點和一個零點。理論上，原點極點(s=0)可以消除靜態誤差(目標直流電源與環路閉合時的直流電源之間的偏差)。這種極點存在於絕大多數的補償器中
，但也有些技術(如所謂的輸出電阻成形)會故意忽略這種極點並接受一點小偏差。

 

圖5 ：您可以使用這三種配置實現補償策略。

 

在第2種zhong類lei型xing中zhong，零ling點dian位wei於yu極ji點dian之zhi前qian
，會hui使shi相xiang位wei隨sui著zhe頻pin率lv升sheng高gao而er增zeng加jia。極ji點dian在zai稍shao後hou出chu現xian，然ran後hou相xiang位wei邊bian限xian提ti升sheng返fan回hui至zhi零ling點dian。通tong過guo擴kuo散san零ling點dian和he極ji點dian，您nin可ke以yi根gen據ju需xu要yao調tiao整zheng相xiang位wei邊bian限xian提ti升sheng，最zui高gao可ke達da90°。請注意，如果將極點和零點重合，補償器又會變成第1種類型
，相位邊限提升為0°。

該結構中描述的傳遞函數如下所示：

 

 

您可以看到，分子中存在反向零點
，因此可通過具有增益維度的G0進行因式分解。

 

最後，第3種類型的補償器在第2種類型的基礎上增加了另一對極點-零點，並且可將相位提升至最高180°。這可以通過下述表達式進行描述：

 

 

如果我們現在對G(s)使用第3種類型的電路，而不是圖4示例中的單純積分器

，並將相位提升125°，那麼目前的總環路相位會偏離0°或-360°，並且我們會具有70°的裕度(圖 6)。

 

根據功率級滯後和所需的相位裕度jm，我們可以推導出一個與所需相位邊限提升量相關的公式。我們都知道
，反相運算放大器和原點上的極點會導致270°滯後


，再加上以選定交越頻率fc表征的功率級相位。這些數字相加
，結果應該就與-360°限值相差相位裕量。因此，我們可以這樣寫：

 

 

通過求解提升值，我們可以得到：

 

根據這個數字，我們可以推斷出要使用的補償器類型：

 

1. 無需提升：第1種類型。適用於不連續傳導模式轉換器，並且從某種程度上說，也適用於PFC級。

2. 最高90°：第2種類型。常用於電流模式控製轉換器(例如，反激和PFC級)。

3. 超過90°但低於180°：第3種類型。通常用於在連續傳導模式(CCM)下運行的電壓模式控製轉換器。

 

圖 6：相位裕度目前為70°，因此考慮使用第3種類型的補償器。

 

【編者按】：本文是開關電源設計技術論文《Analysis, Simulation and Experiments Pave the Road to Success》的第一部分
，第二和第三部分將陸續在本刊發表，敬請關注。

 

作者：Christophe Basso

 

 

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