高輸入增益拓撲的限製

 

典型分立式放大器如圖1所示
，在高速運算放大器前使用匹配JFET器件實現的差分放大器，提供高輸入阻抗和一定的初始增益。係統噪聲主要由輸入級產生，因此無需使用低噪聲運算放大器。

 

圖1. 高速、低噪聲儀表放大器

 

不過，將輸出穩定在低增益和高頻率有一定難度。添加RC補償網絡、CC和RC後(hou)
，即(ji)可(ke)實(shi)現(xian)穩(wen)定(ding)性(xing)，但(dan)這(zhe)些(xie)元(yuan)器(qi)件(jian)的(de)最(zui)優(you)值(zhi)隨(sui)增(zeng)益(yi)而(er)改(gai)變(bian)
，增(zeng)加(jia)了(le)整(zheng)體(ti)設(she)計(ji)的(de)複(fu)雜(za)性(xing)。另(ling)外(wai)，大(da)信(xin)號(hao)響(xiang)應(ying)對(dui)於(yu)某(mou)些(xie)應(ying)用(yong)而(er)言(yan)也(ye)過(guo)於(yu)緩(huan)慢(man)。

 

圖2所示電路在單位增益處可獲得相應的噪聲性能，無需進行補償。速度主要由運算放大器確定。該電路由三個主要部分組成：輸出運算放大器、FET輸入緩衝器以及對FET進行偏置的電流源。

 

圖2. 單位增益穩定版本的放大器

 

輸入級的單位增益配置對運算放大器的噪聲性能有嚴格要求。在圖1所示電路中，輸入FET增zeng益yi有you限xian，從cong而er減jian少shao了le跟gen隨sui級ji的de噪zao聲sheng影ying響xiang。在zai單dan位wei增zeng益yi配pei置zhi中zhong，輸shu入ru緩huan衝chong器qi和he運yun算suan放fang大da器qi的de總zong噪zao聲sheng分fen離li
，因yin此ci需xu要yao使shi用yong低di噪zao聲sheng運yun算suan放fang大da器qi。

 

輸入級電流源

 

如果部署不當，則用於偏置FET輸入緩衝器的電流源會對總係統噪聲產生極大的影響。最大程度降低偏置噪聲影響的一種方法
，是在簡單電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

 

圖3. 帶衰減的電流鏡

 

流過晶體管 Q0 的電流鏡像至晶體管 Q1 和 Q2。噪聲源包括1/f以及晶體管的散粒噪聲。增加衰減電阻可降低散粒噪聲（係數為1 + gmRDEGENgmRDEGEN）
，但對1/f噪聲不起作用。該噪聲源以基極和發射極之間的電流建模，無法通過增加RDEGEN而得到改善。若要同時減少兩種噪聲源，就需要使用不同的電流源架構。

 

圖4. 采用分流電阻的電流鏡

 

修改後的電流鏡如圖4所(suo)示(shi)。該(gai)電(dian)流(liu)源(yuan)所(suo)需(xu)的(de)晶(jing)體(ti)管(guan)數(shu)目(mu)較(jiao)少(shao)，允(yun)許(xu)使(shi)用(yong)雙(shuang)通(tong)道(dao)晶(jing)體(ti)管(guan)對(dui)代(dai)替(ti)四(si)通(tong)道(dao)封(feng)裝(zhuang)
，同(tong)時(shi)降(jiang)低(di)尺(chi)寸(cun)和(he)成(cheng)本(ben)。噪(zao)聲(sheng)性(xing)能(neng)的(de)提(ti)升(sheng)極(ji)為(wei)明(ming)顯(xian)，因(yin)為(wei)同(tong)時(shi)消(xiao)除(chu)了(le)散(san)粒(li)噪(zao)聲(sheng)和(he)1/f噪聲。晶體管Q0 電流鏡像至晶體管 Q1。該電流通過一對電阻在集電極處分割，因此1/f和散粒噪聲將會均分。由於噪聲源來自同一個晶體管，因此它們是相幹的。輸出差分信號，因此噪聲被消除
，如圖5所示。

 

圖5. 顯示噪聲消除的電流源理想示意圖

 

依然可以衰減電流鏡晶體管
，以便改善電流匹配和輸出阻抗。電流由RDEGEN上(shang)的(de)壓(ya)降(jiang)確(que)定(ding)，因(yin)此(ci)晶(jing)體(ti)管(guan)匹(pi)配(pei)不(bu)如(ru)未(wei)衰(shuai)減(jian)時(shi)來(lai)得(de)重(zhong)要(yao)。它(ta)允(yun)許(xu)使(shi)用(yong)幾(ji)乎(hu)所(suo)有(you)的(de)匹(pi)配(pei)對(dui)，但(dan)集(ji)電(dian)極(ji)電(dian)容(rong)必(bi)須(xu)較(jiao)低(di)，以(yi)保(bao)持(chi)穩(wen)定(ding)性(xing)。兩(liang)種(zhong)方(fang)案(an)的(de)差(cha)分(fen)輸(shu)入(ru)電(dian)容(rong)保(bao)持(chi)不(bu)變(bian)，因(yin)為(wei)兩(liang)個(ge)輸(shu)入(ru)器(qi)件(jian)的(de)源(yuan)間(jian)耦(ou)合(he)主(zhu)要(yao)由(you)放(fang)大(da)器(qi)的(de)低(di)差(cha)分(fen)輸(shu)入(ru)阻(zu)抗(kang)決(jue)定(ding)。

 

出於測試目的，確定偏置電流的基準電壓由連接 VCC的電阻設置。因此，如果VCC 發生改變
，電路將比較容易產生性能問題。在實際方案中，應使用齊納
、帶隙或IC基準電壓源 代替電阻。

 

運算放大器

 

運算放大器確定整個放大器的速度、噪聲
、輸出性能和失真
，因此必須根據應用而選擇。表1顯示合適運算放大器的典型值。

 

表1. 相關運算放大器特性

 

ADA4897是大部分高速檢測應用的優秀備選器件
，這類應用要求具備低噪聲性能。對於高電壓應用，ADA4898也能勝任。該器件可采用±18 V電源供電，保持低噪聲的同時僅消耗8 mA電源電流。兩個放大器都采用複合設計，壓擺率超過50 V/μs。

 

輸入FET

 

輸入FET確定放大器的輸入特性。若要達到最佳性能
，則要求FET具有良好的匹配、低噪聲以及低輸入偏置電流等特性。更重要的是
，這些JFET可確定輸入失調電壓
，因此它們必須良好匹配。對於LSK389而言，最大 ΔVGS為20 mV
，這與 VOS為 20 mV相當。後文將討論降低這一相對較高失調電壓的技巧。

 

表2. 相關JFET特性

 

放大器性能

 

下文示例中的放大器采用nJFETLSK389A

、晶體管PMP4201以及運算放大器ADA4897實現。評估板如圖6所示。

 

圖6. 放大器評估板
，包含數字電位計連接

 

該放大器方案最明顯的誤差源是高輸入失調電壓。此失調電壓大部分由輸入FET的失配所造成，可高達10 mV。（LSK389數據手冊聲稱失配可高達20 mV
，但測試中從未看到如此高的數字）。增益為100時，輸出失調為1 V，此時放大器基本無用。在該放大器可用作前置放大器之前
，需調節高輸入失調電壓。采用數字電位計AD5292可完成這一調節。本文介紹基於電位計位置進行失調調節的兩種方法。

 

輸入失調電壓

 

放大器測試版本的輸入失調電壓在1 mV至10 mV範圍內變動。輸入JFET的失配是造成這一失調的主要原因。LSK389數據手冊顯示IDSS 的變化量可達10%之多，從而影響到器件的VGS，並引入失調電壓。幸運的是
，失調源於流過JFET的偏置電流不相等
，因此提供這些電流的電流源可加以調節，補償該誤差。獲得零失調電壓的一種方法如圖7所示。

 

圖7. 使用電位計消除輸入失調電壓

 

數字電位計（如AD5141或AD5292）可用於調節流過輸入器件的電流。表3顯示這些器件的關鍵參數，這些器件包括通過SPI接口進行控製的三端電位計
，可準確地放置遊標，用於精確控製電阻。

 

表3. 數字電位計規格

 

不幸的是，這些數字電位計的端點處具有高寄生電容（最高達85 pF），高頻時會造成穩定性和振鈴問題。圖8顯示帶與不帶該電位計的放大器步進響應。

 

圖8. 放大器步進響應 a) 帶電位計 b) 不帶電位計 （用於提供失調調節）

 

85 pF寄生電容連接輸入FET的源端與地，高頻時產生極大的振鈴與不穩定。一種替代的偏置設置如圖9所示。該設置可降低輸入失調電壓，同時保持高頻下的低噪聲和穩定性。

 

圖9. 使用電位計消除輸入失調電壓的替代方法

 

在上述兩種偏置方法中
，數字電位計用於調節流過每個FET的電流
，直到它們的柵極至源極電壓匹配，且輸入失調電壓達到最小值。然而，圖9所示的偏置方案可確保電位計的高寄生電容不會產生高頻不穩定性和振鈴。它將圖3和圖4中兩個不同的電流鏡配置相結合來實現。 Q0/Q1 電流鏡將其集電極電流分離，作為流入FET的主要電流
，從而使偏置晶體管幾乎不產生噪聲。Q0/Q2/Q3 形成更為傳統，但噪聲更大的電流鏡。這些信號經衰減後僅消耗總FET偏置電流的1%到2%（約30 μA）。它不足以引入大量噪聲，但可提供足夠的調節信號，輕鬆調節10 mV失調電壓。更重要的是，它可確保電位計的寄生電容不影響輸出。由於存在RS 分路器

，使噪聲保持在較低水平，因此可根據 Q2/Q3的衰減情況可靠調節失調，並且任何電位計寄生效應均不影響輸出。圖10顯示電流鏡調節後的步進響應。

 

圖10. 放大器在電流鏡處調節後的步進響應

 

數字電位計提供調節失調電壓的簡便方法，允許在寬工作溫度和電壓範圍內最大程度降低失調電壓。AD5292集成20次可編程存儲器
，允許調節失調電壓後永久儲存遊標位置。本電路使用AD5292評估板連接板外失調調節電位計。對於更為緊湊的設計，可在板上集成數字電位計，並通過其片內串行接口引腳進行編程。

 

使用這種方法，通過AD5292 20 kΩ電位計可成功將LSK389/ ADA4897放大器的輸入失調電壓降低至數微伏。

 

失調漂移

 

放大器未經過調節時
，失調電壓溫度係數（或輸入失調電壓隨溫度上升而增加的比例）約為4 μV/°C。加入AD5292可將該數值提升至大約25 μV/°C。該結果如圖11所示。

 

圖11. 輸入失調電壓與溫 度的函數關係

 

雖然漂移的變化幅度巨大，但放大器的動態範圍依然有明顯的改進。考慮增益為100且溫度為85°C時
，未經調節放大器的5 mV失調情況；此時，輸出失調為：

 

 

若相同工作條件下的失調調節為5 μV，則輸出失調為：

 

 

因此
，動態範圍改善300 mV以上。它同樣可提供現場校準和係統級漂移校準
，並且該調節技術可進一步改善精度性能。

 

噪聲

 

圖12. 經不同方式調節後，折合到輸入的噪聲電壓

 

圖12顯示不同放大器配置下的噪聲密度。該放大器具有2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度
，電源電流為8 mA，性能相比現有集成式產品有所改善。10 Hz時，未經調節的1/f噪聲為4 nV/√Hz；而1 Hz時為16 nV/√Hz。請注意，傳統電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都要高出1.5至2倍，而調節後的總噪聲幾乎保持不變，如其他三根曲線所示。

 

小信號傳遞函數

 

圖13和圖14顯示不同增益與調節設置下的頻率響應。請注意，經過 RS 調節的放大器不穩定，且未調節情況下的頻率響應與電流鏡調節後的頻率響應相同。

 

圖13. 不同增益下的未調節放大器帶寬

 

圖14. 電位計處於不同位置時的單位增益帶寬

 

輸入偏置電流

 

使用增益配置和檢測電阻測量輸入偏置電流。圖4顯示不同器件、電壓和溫度情況下的典型範圍。

 

圖4. 輸入偏置電流值

 

結論

 

隨著越來越多的應用要求使用具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調電壓的專業運算放大器
，使用分立式器件針對特定應用設計電路也變得越來越重要。本文敘述僅使用4個分立式器件
，且具有可調輸入失調電壓功能的高速
、低噪聲放大器。文章討論了每一級的設計考慮因素
，並重點介紹了放大器的噪聲性能

，以及消除散粒噪聲和1/f噪聲的多種方法。采用運算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設計並測試支持單位增益的放大器，該放大器折合到輸入的噪聲為2 nV/√Hz，且電源電流僅為8 mA。10 mV範圍內的高輸入失調電壓通過AD5292數字電位計進行數字調節。本文還討論了替代器件
，以便適用於不同的應用與環境。

 

 

推薦閱讀：