誤區一：降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

 

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加
，二者之間的關係已廣為人知，可以用約翰遜噪聲等式來描述：

 

 

erms：均方根電壓噪聲。

k：玻爾茲曼常數。

T：溫度（單位為K）。

R：電阻值，B為帶寬。

 

這讓許多工程師得出結論：weilejiangdizaosheng，yingdangjiangdidianzuzhi。suiranzhechangchangshizhengquede，danbuyingjiucirendingtashipubianzhenli
，yinweizaiyouxielizizhong
，jiaodadedianzufanernenggougaishanzaoshengxingneng。

 

在大多數情況下
，測量電流的方法是讓它通過一個電阻，然後測量所得到的電壓。根據歐姆定律V= I×R
，產chan生sheng的de電dian壓ya與yu電dian阻zu值zhi成cheng正zheng比bi，但dan正zheng如ru上shang式shi所suo示shi
，電dian阻zu的de約yue翰han遜xun噪zao聲sheng與yu電dian阻zu值zhi的de平ping方fang根gen成cheng正zheng比bi。由you於yu這zhe個ge關guan係xi

，電dian阻zu值zhi每mei提ti高gao一yi倍bei，信xin噪zao比bi可ke提ti高gao3dB。在產生的電壓過大或功耗過高之前，此趨勢一直是正確的。

 

誤區二：所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加；帶寬可以在最後計算時加以考慮

 

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度（）加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計算各噪聲源的rms噪聲，可以節省時間，但這種簡化僅適用於各噪聲源帶寬相同的情況。如果各噪聲源的帶寬不同
，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。

 

圖1：使用rms噪聲而不是頻譜密度進行噪聲計算的理由

 

圖1顯示了過采樣係統中的情況。從噪聲頻譜密度看
，係統總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬

，各級貢獻的rms噪聲其實非常相近。

 

誤區三：手工計算時必須包括每一個噪聲源

 

設(she)計(ji)時(shi)有(you)人(ren)可(ke)能(neng)忍(ren)不(bu)住(zhu)要(yao)考(kao)慮(lv)每(mei)一(yi)個(ge)噪(zao)聲(sheng)源(yuan)，但(dan)設(she)計(ji)工(gong)程(cheng)師(shi)的(de)時(shi)間(jian)是(shi)寶(bao)貴(gui)的(de)，這(zhe)樣(yang)做(zuo)在(zai)大(da)型(xing)設(she)計(ji)中(zhong)會(hui)非(fei)常(chang)耗(hao)時(shi)。全(quan)麵(mian)的(de)噪(zao)聲(sheng)計(ji)算(suan)最(zui)好(hao)留(liu)給(gei)仿(fang)真(zhen)軟(ruan)件(jian)去(qu)做(zuo)。

 

不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢？答案是忽略低於某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的1/5 erms

，其對總噪聲的貢獻將小於2%，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪裏，但無論是 1/3、1/5還是1/10（分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設計達到足以進行全麵仿真或計算的程度之前
，沒必要擔心低於該閾值的較小噪聲源。

 

誤區四：應挑選噪聲為ADC 1/10的ADC驅動器

 

模數轉換器（ADC）數據手冊可能建議利用噪聲為ADC 1/10左右的低噪聲ADC驅動放大器來驅動模擬輸入。但是

，這並非總是最佳選擇。在一個係統中，從係統角度權衡ADC驅動器噪聲常常是值得的。

 

首先，如果係統中ADC驅動器之前的噪聲源遠大於ADC驅動器噪聲，那麼選擇超低噪聲ADC驅動器不會給係統帶來任何好處。換言之
，ADC驅動器應與係統其餘部分相稱。

 

其次，即使在隻有一個ADC和一個驅動放大器的簡單情況下
，權衡噪聲並確定其對係統的影響仍是有利的。通過具體數值可以更清楚地了解其中的理由。

 

考慮一個係統采用16位ADC，其SNR值相當於100 µV rms噪聲
，用作ADC驅動器的放大器具有µV rms噪聲。按和方根加總這些噪聲源，得到總噪聲為100.5 rms，非常接近ADC單獨的噪聲。可以考慮下麵兩個讓放大器ADC更為平衡的方案，以及它們對係統性能的影響：

 

如果用類似的18位ADC代替16位ADC，前者的額定SNR相當於40 µV rms噪聲，則總噪聲變為41 µV rms。

 

或者，如果保留16位ADC，但用更低功耗的放大器代替上述驅動器，該放大器貢獻30 µV rms噪聲，則噪聲變為104 µV rms。

 

就係統性能而言，以上兩種方案可能是比原始組合更好的選擇。關鍵是要權衡利弊以及其對係統整體的影響。

 

誤區五：直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

 

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻

，因而不用計算1/f噪聲。

 

為了弄清這種效應，以一個放大器（其1/f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz）為例。對於各種帶寬，計算10秒采集時間內包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲

，以確定不考慮1/f噪聲的影響。其中寬帶噪聲為：

 

 

● 當帶寬為fnc的100倍時

，寬帶噪聲開始占主導地位；

● 當帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道。

 

現代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

 

圖2：1/f 噪聲影響與電路帶寬的關係示例

 

誤區六：因為1/f噪聲隨著頻率降低而提高
，所以直流電路具有無限大噪聲

 

雖然直流對電路分析是一個有用的概念
，但真實情況是
，如果認為直流是工作在0 Hz，那麼實際上並不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低
，趨近0 Hz，周zhou期qi會hui越yue來lai越yue長chang
，趨qu近jin無wu限xian大da。這zhe意yi味wei著zhe存cun在zai一yi個ge可ke以yi觀guan測ce的de最zui低di頻pin率lv，哪na怕pa電dian路lu在zai理li論lun上shang是shi直zhi流liu響xiang應ying。該gai最zui低di頻pin率lv取qu決jue於yu采cai集ji時shi長chang或huo孔kong徑jing時shi間jian，也ye就jiu是shi觀guan測ce器qi件jian輸shu出chu的de時shi長chang。如ru果guo一yi名ming工gong程cheng師shi開kai啟qi器qi件jian並bing觀guan測ce輸shu出chu100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

 

現在通過一個數值例子來展開說明
，考慮一個DC至1 kHz電路，連續監控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計算為：

 

 

或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義
，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續增加到1 nHz（目前尚無測量證據）——也是如此。

 

理論上，如果沒有明確定義孔徑時間，1/f噪聲可以計算到一個等於電路壽命倒數的頻率。實踐中，電路在如此長時間內的偏差以老化效應和長期漂移為主，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計算設定0.01或1 mHz之類的最低頻率，以使計算切合實際。

 

 

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