采樣保持放大器-傳感技術-電子元件技術網

你的位置：首頁 > 傳感技術 > 正文

采樣保持放大器

發布時間：2021-11-18 來源：ADI 責任編輯：wenwei

【導讀】采樣保持放大器或SHA是大部分數據采集係統的關鍵組成部分，它捕捉模擬信號並在某些操作（最常見的是模數轉換）中保持信號不變。SHA對相關電路的要求非常高，電容和印刷電路板等普通組件的某些特性可能會意想不到地降低SHA性能。

當SHA配合ADC使用時（外置或內置），SHA性能對該組合的整體動態性能至關重要，在確定係統的SFDR、SNR等參數方麵起著重要作用。

雖然今天的SHA功能已經集成到采樣ADC中，但了解其基本工作原理對於了解ADC動態性能十分重要。

當采樣保持器處於采樣（或跟蹤）模式時，輸出跟隨輸入而變化，二者之間僅存在很小的電壓偏差。但也有輸出在采樣模式下不完全跟隨輸入的SHA，其輸出僅在保持期間是精確的（如AD684、AD781和AD783）。本ben文wen不bu考kao慮lv這zhe種zhong情qing況kuang。嚴yan格ge來lai說shuo，具ju有you良liang好hao跟gen蹤zong性xing能neng的de采cai樣yang保bao持chi器qi應ying被bei稱cheng為wei跟gen蹤zong保bao持chi電dian路lu，但dan在zai實shi際ji應ying用yong中zhong，這zhe些xie術shu語yu可ke以yi互hu換huan使shi用yong。

SHA的最常見應用是在數據轉換期間將ADC的輸入保持為恒定值。對於許多（但不是全部）類型的ADC，為避免轉換過程被破壞，轉換期間輸入的變化不得大於1 LSB，這就對此類ADC設置了非常低的輸入頻率限值，或者要求采用SHA以保持每次轉換期間的輸入不變。

回顧曆史，一個有趣的事實是：A. H. Reeves在其著名的PCM專利（1939，參考文獻1）中描述了一個5位6 kSPS計數ADC，模擬輸入信號直接驅動一個真空管脈寬調製器(PWM)，采樣功能集成於PWM中。貝爾實驗室隨後對PCM進行了研究，引入了電子束編碼器管和逐次逼近型ADC；參考文獻2 (1948)描述了一個基於脈衝變壓器驅動電路的配套50 kSPS真空管采樣保持電路。

在1950年代後期和1960年代早期，隨著晶體管取代真空管，人們更加關注ADC所用的采樣保持電路。1964年，貝爾實驗室的Gray和Kitsopolos發表了最早對固態采樣保持器產生的誤差進行分析的文章之一（參考文獻3）。貝爾實驗室的Edson和Henning描述了在一個224 Mbps PCM係統上進行實驗的結果，該係統包括一個9位ADC和一個配套的12 MSPS采樣保持器。參考文獻4、5和6是1960年代和1970年代早期采樣保持電路研究成果的代表之作。

1969年，ADI公司新收購的Pastoriza部門率先推出商用采樣保持器SHA1和SHA2。電路在PC板上實現，SHA1的0.01%采集時間為2 μs，功耗0.9 W，成本約為$225；SHA2速度更快，0.01%采集時間為200 ns，功耗1.7 W，成本約為$400。兩款器件專門配合同樣在PC板上實現的12位逐次逼近型ADC工作。

模塊化和混合技術迅速淘汰了PC板采樣保持器，而隨著IC ADC的上市，如工業標準AD574等，對采樣保持器的需求漸增。上世紀70年代和80年代早期，係統設計師購買獨立的采樣保持器來驅動此類ADC是相當普遍的現象，因為當時的工藝技術還無法將它們集成在同一芯片上。IC SHA，如AD582 （0.01%采集時間為4 μs）、AD583 （0.01%采集時間為6 μs）和AD585 （14位精度的采集時間為3 μs）等，服務於上世紀70年代和80年代的低速市場。

混合SHA，如HTS-0025（0.1%采集時間為25 ns）、HTC-0300（0.01%采集時間為200 ns）和AD386（16位精度的采集時間為25 μs）等，則服務於高速高端市場。到1995年，ADI公司針對各種應用推出了大約20款采樣保持產品，包括下列高速IC：AD9100/AD9101（0.01%采集時間為10 ns）、AD684 （四通道、0.01%采集時間為1 μs）和AD783 （0.01%采集時間為250 ns）。

然而，同時期的ADC技術迅猛發展，許多ADC都已內置SHA（即采樣ADC），因而更容易指定，當然也更容易使用。新工藝的開發，包括高速互補雙極性工藝和先進的CMOS工藝，使得集成SHA功能成為可能。事實上，現在（2003年）采樣ADC已經非常普及並大受歡迎，很少有人需要獨立的SHA。

除了尺寸更小、成本更低和外部元件更少等明顯的優勢以外，采樣ADC還有一個重要優勢，那就是整體直流和交流性能已完全明確，設計人員不必像對待分立ADC與分立SHA的組合那樣需要確保不存在規格、接口或時序問題。當考慮SFDR和SNR等動態特性時，這一優勢尤為可貴。

SHA絕大部分時候是與ADC一起使用，但偶爾也會用於DAC限變器、峰值檢波器、模擬延遲電路、同步采樣係統和數據分配係統。

SHA基本工作原理

無論SHA的電路細節或類型如何，所有此類器件都包括四個主要部分：輸入放大器、能量存儲元件（電容）、輸出緩衝器和開關電路，如圖1的典型配置所示。

圖1：基本采樣保持電路

SHA的核心——能neng量liang存cun儲chu元yuan件jian是shi電dian容rong。輸shu入ru放fang大da器qi緩huan衝chong輸shu入ru，向xiang信xin號hao源yuan提ti供gong高gao阻zu抗kang，並bing提ti供gong電dian流liu增zeng益yi來lai給gei保bao持chi電dian容rong充chong電dian。在zai跟gen蹤zong模mo式shi下xia，保bao持chi電dian容rong上shang的de電dian壓ya跟gen隨sui（或跟蹤）輸入信號（有一定的延遲和帶寬限製）。zaibaochimoshixia，kaiguanduankai，dianrongbaochiyushuruhuanchongqiduankailianjiezhiqiandedianya。shuchuhuanchongqixiangbaochidianrongtigonggaozukang，fangzhibaochidianyaguozaofangdian。kaiguandianlujiqiqudongqigouchengSHA交替處於跟蹤和保持模式的切換機製。

描述SHA基本操作的規格有四組：跟蹤模式、跟蹤轉保持、保持模式、保持轉跟蹤。圖2總結了這些規格，圖3以圖解方式顯示了SHA的一些誤差源。由於每種模式同時涉及到直流和交流性能，因此要正確指定SHA並了解其在係統中的操作是一件很複雜的事情。

圖2：采樣保持器規格

圖3：采樣保持器的一些誤差源

跟蹤模式規格

在采樣（或跟蹤）模式下，SHA隻是一個放大器，因此這種模式下的靜態和動態特性與任何其它放大器相似。（在跟蹤模式下性能下降的SHA一般僅指定保持模式下的特性。）跟蹤模式下的主要規格包括：失調、增益、非線性、帶寬、壓擺率、建立時間、失真和噪聲。然而，失真和噪聲在跟蹤模式下一般不如在保持模式下重要。

跟蹤轉保持模式規格

當SHA從cong跟gen蹤zong切qie換huan到dao保bao持chi時shi，由you於yu開kai關guan的de非fei理li想xiang特te性xing，一yi般ban會hui有you少shao量liang電dian荷he釋shi放fang在zai保bao持chi電dian容rong上shang。這zhe會hui導dao致zhi保bao持chi模mo式shi直zhi流liu失shi調tiao電dian壓ya，稱cheng為wei基ji底di誤wu差cha，如ru圖tu4所示。如果SHA驅動ADC，jidiwuchabiaoxianweizhiliushitiaodianya，keyitongguoxitongxiaozhunyuyixiaochu。ruguojidiwuchayushuruxinhaodianpingxiangguan，zeyoucichanshengdefeixianxinghuizengjiabaochimoshixiadeshizhen。

通過提高保持電容的值，相應地延長采集時間並降低帶寬和壓擺率，可以減小基底誤差。

從跟蹤切換到保持會產生瞬變，SHA輸出建立到額定誤差帶範圍以內所需的時間稱為保持模式建立時間。偶爾也會規定開關瞬變的峰值幅度。

圖4：跟蹤轉保持模式的基底、瞬變和建立時間誤差

在SHA的技術規格中，容易誤解、經常濫用的可能是那些包含孔徑的規格。SHA最基本的動態特性是它能夠快速斷開保持電容與輸入緩衝放大器的連接，這一動作所需的極短（但非零）時間間隔稱為孔徑時間。SHA內部時序的各種相關量如圖5所示。

圖5：說明內部時序的SHA電路

此間隔結束時保持電壓的實際值取決於輸入信號和開關操作本身引入的誤差。圖6顯示對一個任意斜率的輸入信號應用保持命令時的情況（為清楚起見，忽略采樣轉保持基底和開關瞬變）。最終保持的值是輸入信號的延遲版本，並且是開關孔徑時間範圍內的平均值，如圖6所示。該一階模型假設，保持電容上的最終電壓值約等於應用於開關的信號在開關從低阻抗變為高阻抗的時間間隔(ta)內的平均值。

圖6：SHA波形

該模型顯示，開關斷開所需的有限時間(ta)相當於在驅動SHA的采樣時鍾中引入一個小延遲。此延遲為常數，可以是正值，也可以是負值，稱它為有效孔徑延遲時間、孔徑延遲時間或孔徑延遲(te)，定義為前端緩衝器的模擬傳播延遲(tda)與開關驅動器數字延遲(tdd)的時間差加上孔徑時間的一半(ta/2)。有效孔徑延遲時間通常為正值，但如果孔徑時間的一半(ta/2)與開關數字延遲(tdd)之和小於通過輸入緩衝器的傳播延遲(tda)，則它也可以是負值。因此，孔徑延遲規格確定了輸入信號相對於采樣時鍾沿的實際采樣時間。

孔徑延遲時間可以通過如下方法來測量：對SHA應用一個雙極性正弦波信號，然後調整同步采樣時鍾延遲時間，使得SHA的輸出在保持期間為0，輸入采樣時鍾沿與輸入正弦波實際零交越點之間的相對延遲即為孔徑延遲時間，如圖7所示。

圖7：有效孔徑延遲時間

孔徑延遲不產生誤差，但會在采樣時鍾輸入或模擬輸入（取決於其符號）中起固定延遲作用。如果孔徑延遲中存在樣本間變化（孔徑抖動），則會產生相應的電壓誤差，如圖8所示。在開關斷開的時刻，這種樣本間變化稱為孔徑不確定性或孔徑抖動，通常用均方根皮秒(ps rms)來衡量。相應輸出誤差的幅度與模擬輸入的變化速率有關。針對既定的孔徑抖動值，孔徑抖動誤差隨著輸入dv/dt提高而提高。

圖8：孔徑或采樣時鍾抖動對SHA輸出的影響

測量SHA的孔徑抖動誤差需要無抖動的采樣時鍾和模擬輸入信號源，因為這些信號上的抖動無法與SHA孔徑抖動本身區別開來，抖動的影響是相同的。事實上，係統中的最大時序抖動誤差源往往在SHA（或采樣ADC）之外，由於高噪聲或不穩定的時鍾、信號布線不當以及沒有采用良好的接地和去耦技術而導致。SHA孔徑抖動一般小於50 ps rms，高速器件則小於5 ps rms。關於測量ADC孔徑抖動的詳細說明，請參閱參考文獻11的第5章。

圖9顯示了總采樣時鍾抖動對數據采樣係統信噪比(SNR)的影響。總均方根抖動由多個部分組成，實際SHA孔徑抖動常常是最不重要的一個部分。

圖9：采樣時鍾抖動對SNR的影響

保持模式規格

在保持模式下，保持電容、開關和輸出放大器的缺陷會引起誤差。如果有漏電流流入或流出保持電容，電容會緩慢充電或放電，其電壓將發生圖10所示的變化，這種效應稱為SHA輸出電壓下降，用V/µs表示。壓降可能由汙穢PC板的泄漏（使用外部電容時）或易泄漏的電容引起，但最常見的原因是半導體開關的漏電流和輸出緩衝放大器的偏置電流。可以接受的壓降值是：在它驅動的ADC轉換期間，SHA的輸出變化幅度不超過½ LSB；但該值高度依賴於ADC架構。如果壓降是由反偏結（CMOS開關或FET放大器柵極）的漏電流引起，則芯片溫度每升高10°C，它就會提高一倍，這意味著從+25°C到+125°C，壓降會提高1000倍。

通過提高保持電容的值可以降低壓降，但這也會延長采集時間並降低跟蹤模式下的帶寬。在作為ADC一部分的現代IC采樣保持電路中，常常利用差分技術來減小壓降效應。

圖10：保持模式壓降

當SHA使用小保持電容時，即使很小的漏電流也可能引起嚴重的壓降。PCBdeloudianliukeyitongguoqiaomiaodishiyongbaohuhuanerzuixiaohua。baohuhuanshiyigeyoudaotigouchengdehuan，tabaoweiyigeminganjiedianbingchuyudengdianwei。youyuqijianmeiyoudianya，yincibuhuiyouloudianliuliudong。zaitongxiangyingyongzhong，rutu11所示，必須將保護環驅動到正確的電位，但虛地上的保護環可以處於實際的地電位（圖12）。PCB材料的表麵電阻遠低於其體電阻，因此PCB兩端必須都放上保護環；在多層板上，所有層都應當有保護環。

圖11：用與保持電容相同的電壓驅動防護罩以降低電路板泄漏

圖12：在虛地SHA設計上使用防護罩

SHA保持電容的泄漏必須很低，但還有一個特性也同樣重要，這就是“低電介質吸收”。如果一個電容充電、放電然後開路，它會恢複一些電荷，如圖13所示。這種現象稱為“電介質吸收”，它會導致上一個樣本的殘餘部分汙染新樣本，並且可能引入數十甚至數百mV的隨機誤差，因此可能會使SHA的性能嚴重降低。

圖13：電介質吸收

不同的電容材料具有不同的電介質吸收量，電介質電容最糟糕（泄漏也很高），某些高K陶瓷電容也很差，但雲母、聚(ju)苯(ben)乙(yi)烯(xi)和(he)聚(ju)丙(bing)烯(xi)電(dian)容(rong)一(yi)般(ban)較(jiao)好(hao)。遺(yi)憾(han)的(de)是(shi)，產(chan)品(pin)批(pi)次(ci)不(bu)同(tong)，電(dian)介(jie)質(zhi)吸(xi)收(shou)也(ye)會(hui)有(you)所(suo)不(bu)同(tong)，有(you)時(shi)連(lian)聚(ju)苯(ben)乙(yi)烯(xi)和(he)聚(ju)丙(bing)烯(xi)電(dian)容(rong)也(ye)可(ke)能(neng)受(shou)批(pi)次(ci)影(ying)響(xiang)。因(yin)此(ci)，購(gou)買(mai)用(yong)於(yu)SHA應用的電容時，增加30-50%的預算是明智的，並且應當購買製造商保證它具有低電介質吸收的器件，而不是購買一般認為它具有這種特性的某類電容。

SHA的雜散電容可能會讓少量交流輸入在保持期間耦合到輸出，這種效應稱為饋通，取決於輸入頻率和幅度。如果饋通到SHA輸出的信號幅度大於½ LSB，ADC就會發生轉換錯誤。

許多SHA中，失真僅在跟蹤模式下規定。跟蹤模式失真常常遠優於保持模式失真。跟蹤模式失真不包括開關網絡引起的非線性，當驅動ADC時，可能無法反映SHA的性能。現代SHA，特別是高速SHA，通常規定兩種模式下的失真。跟蹤模式失真可以利用模擬頻譜分析儀測量，但保持模式失真應當利用圖14所示的數字技術進行測量。將一個頻譜純淨的正弦波應用於SHA，一個低失真高速ADC在保持時間快要結束時對SHA輸出進行數字化。然後對ADC輸出執行FFT分析，並計算失真成分。

圖14：測量保持模式失真

在跟蹤模式下，SHA噪聲的規定和測量與放大器相似。峰峰值保持模式噪聲利用示波器測量，然後除以6.6轉換成均方根值。保持模式噪聲可以用頻譜密度(nV/√Hz)來表示，或者用額定帶寬內的均方根值來表示。除非另有說明，保持模式噪聲必須與跟蹤模式噪聲合並以得出總輸出噪聲。有些SHA規定的是總輸出保持模式噪聲，其中包括跟蹤模式噪聲。

保持轉跟蹤模式規格

當SHA從保持切換到跟蹤時，它必須重新獲取輸入信號（輸入信號在保持模式期間可能已經發生滿量程躍遷）。獲取時間是指SHA從保持切換到跟蹤時，重新獲取信號並達到目標精度所需的時間間隔。該時間間隔開始於采樣時鍾沿的50%點，結束於SHA輸出電壓落在額定誤差帶以內時（通常規定0.1%和0.01%時間）。某些SHAhaiguidingxiangduiyubaochidianrongdianyadehuoqushijian，erhulveshuchuhuanchongqideyanchihejianlishijian。baochidianronghuoqushijianguigeshiyongyugaosuyingyong，zaizhezhongyingyongzhong，bixuweibaochimoshifenpeikenengdezuichangshijian。dangran，shuchuhuanchongqijianlishijianbixuxianzhuxiaoyubaochishijian。

獲取時間可以利用現代數字采樣示波器(DSO)或數字熒光示波器(DPO)直接測量，這些示波器對大過驅不敏感。

SHA架構

像運算放大器一樣，SHA架構有許多種，我們將討論最常見的幾種架構。最簡單的SHA結構如圖15所示。輸入信號由放大器緩衝，然後施加於開關。輸入緩衝器可以是開環或閉環，可以提供或不提供增益。開關可以是CMOS、FET或雙極性（使用二極管或晶體管），youkaiguanqudongqidianlukongzhi。baochidianrongshangdexinhaoyoushuchufangdaqihuanchong。youshijiangzhezhongjiagouchengweikaihuanjiagou，yinweikaiguanbuzaifankuihuanluzhinei。zhuyi，quanbuxinhaodianyajunshijiayukaiguan，yincitabixujuyouchusedegongmotexing。

圖15：開環SHA架構

圖16顯示了這種架構的一個實現方案，其中開關使用簡單的二極管橋。在跟蹤模式下，電流流經二極管橋D1、D2、D3和D4。對於快速壓擺的輸入信號，保持電容通過電流I充電和放電。因此，保持電容的最大壓擺率等於I/CH。shidianqiaoqudongdianliufanxianghuidaozhidianqiaofanxiangpianzhi，congerjiangdianluzhiyubaochimoshi。liyongbaochishuchuxinhaozijuguanbimaichongkeyishigongmoshizhenwuchazuixiao，zheduiyugaidianluzhiguanzhongyao。fanpiandianqiaodianyadengyuD5和D6的正向壓降加上串聯電阻R1和R2上shang的de壓ya降jiang。該gai電dian路lu速su度du非fei常chang快kuai，特te別bie是shi如ru果guo輸shu入ru和he輸shu出chu緩huan衝chong器qi為wei開kai環huan跟gen隨sui器qi，並bing且qie二er極ji管guan為wei肖xiao特te基ji二er極ji管guan。關guan閉bi脈mai衝chong可ke以yi利li用yong高gao頻pin脈mai衝chong變bian壓ya器qi或huo電dian流liu開kai關guan產chan生sheng，如ru圖tu17所示。該電路可以在任何采樣速率下使用，因為二極管開關脈衝直接耦合到電橋。自上世紀60年代中期起，這種電路的不同形式就已用於高速PC板、模塊式、混合和IC SHA。

圖16：使用二極管橋開關的開環SHA

圖17：開環SHA實現方案

圖18所示的SHA電路是經典的閉環設計，已被許多CMOS采樣ADC采用。由於開關始終在虛地工作，因此開關上不存在共模信號。

圖18：基於反相積分器的閉環SHA，在求和點切換

開關S2是必需的，用以保持恒定的輸入阻抗，防止輸入信號在保持期間耦合到輸出端。在跟蹤模式下，SHA的傳遞特性由運算放大器決定，開關不會引入直流誤差，因為開關位於反饋環路之內。利用圖19所示的差分開關技術，可以將電荷注入的影響降至最小。

圖19：差分開關減少電荷注入

IC ADC的內置SHA電路

CMOS ADC由於低功耗和低成本而頗受歡迎。使用差分采樣保持器的典型CMOS ADC的等效輸入電路如圖20所示。圖中開關顯示為跟蹤模式，但應注意，它們以采樣頻率斷開和閉合。16 pF電容代表開關S1和S2的有效電容以及雜散輸入電容。CS電容(4 pF)是采樣電容，CH電容是保持電容。雖然輸入電路完全是差分式，但該ADC結構既可以單端方式驅動，也可以差分方式驅動。然而，使用差分變壓器或差分運放驅動一般可以獲得最佳性能。

圖20：典型開關電容CMOS 采樣保持器的簡化輸入電路

在跟蹤模式下，差分輸入電壓施加於CS電容。當電路進入保持模式時，采樣電容上的電壓轉移到CH保持電容上，由放大器A緩衝（開關由適當的采樣時鍾相位控製）。當SHA返回跟蹤模式時，輸入源必須將CS上的電壓充電或放電到新的輸入電壓。CS的這種充電和放電動作（求一定時間內的平均值，以給定的采樣頻率fs進行），使輸入阻抗呈現為一個有利的阻性元件。然而，如果在采樣周期(1/fs)內分析該動作，輸入阻抗將是動態的，必須考慮輸入驅動源的一些注意事項。

輸入阻抗的阻性部分可以通過計算CH從輸入驅動源獲取的平均電荷而算出。可以看出，如果在開關S1和S2打開之前讓CS完全充電至輸入電壓，那麼進入輸入端的平均電流就像是在輸入端之間連接了一個等於1/(CSfS)的電阻。由於CS僅為數pF，因此當fS = 10 MSPS時，阻性部分通常大於數kΩ。

圖21顯示了1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042 采用的輸入SHA的簡化電路（參考文獻7）。 AD9042采用高速互補雙極性工藝(XFCB)製造。電路包括兩個獨立的並聯SHA，構gou成cheng全quan差cha分fen工gong作zuo方fang式shi，圖tu中zhong僅jin顯xian示shi了le一yi半ban電dian路lu。全quan差cha分fen工gong作zuo方fang式shi可ke以yi減jian小xiao下xia降jiang率lv引yin起qi的de誤wu差cha，同tong時shi還hai能neng降jiang低di二er階jie失shi真zhen。在zai跟gen蹤zong模mo式shi下xia，晶jing體ti管guanQ1和Q2提供單位增益緩衝。當電路被置於保持模式時，Q2的基極電壓被拉至負值，直到被二極管D1箝位。片內保持電容CH的標稱值為6 pF。Q3與CF一起提供輸出電流自舉功能，並減小Q2的VBE變化，進而降低三階信號失真。20 MHz時，跟蹤模式THD通常為–93 dB。在時域中，12位精度的滿量程獲取時間為8 ns。在保持模式下，Q3和A = 1緩衝器的電壓自舉動作與Q2的低饋通寄生效應一起，使信號相關的基底變化最小化。12位精度的保持模式建立時間為5 ns。在50 MSPS時鍾速率和20 MHz輸入信號下，保持模式THD為–90 dB。

圖21：1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042采用的SHA

圖22所示為近年推出的14位105 MSPS ADC AD6645中使用的差分SHA一半電路的原理示意圖（參考文獻9詳細描述了該ADC，包括SHA）。在跟蹤模式下，Q1、Q2、Q3和Q4形成一個互補射極跟隨器緩衝器，驅動保持電容CH。在保持模式下，Q3和Q4的基極極性反轉，箝位在低阻抗，從而關閉Q1、Q2、Q3和Q4，導致輸入端信號與保持電容之間產生雙重隔離。如前所述，箝位電壓由保持輸出電壓自舉，以便最大程度地減小非線性效應。

跟蹤模式線性度主要取決於CH充電時Q3和Q4的VBE調製。保持模式線性度取決於跟蹤模式線性度和跟蹤轉保持時的非線性誤差，引起該非線性誤差的原因是Q3和Q4的基極電壓切換不平衡，以及由此導致的Q3和Q4關閉時通過其基極-射極結注入的電荷不平衡。

圖22：2000年推出的14位105 MSPS ADC AD6645采用的SHA

SHA應用

目前來說，SHA的最大應用是驅動ADC。大多數用於信號處理的現代ADC都是采樣ADC，內置針對轉換器設計而優化的SHA。采樣ADC的直流和交流性能均是完全明確的，隻要有可能，就應當取代分立式SHA/ADC組合。僅在極少的情況下，特別是那些要求寬動態範圍和低失真的應用，使用分立組合可能是有利的。

圖23顯示了一個類似的應用，它利用低失真SHA來降低代碼相關DAC毛刺的影響。就在要將新數據鎖存至DAC之前，將SHA置於保持模式，從而將DAC開關毛刺與輸出隔離。SHA產生的開關瞬變與代碼無關，並且以更新頻率出現，因此很容易予以濾除。這種技術在低頻時可能有用，可以改善DAC的失真性能，但對於專門為DDS應用而設計、更新速率為數百MHz的高速低毛刺低失真DAC，價值則不大。

圖23：SHA用作DAC限變器

在同步采樣係統中，與每通道使用一個ADC的方案相比，使用多個SHA、一個模擬多路複用器和單個ADC的方案往往更具經濟性（圖24）。同樣，在數據分配係統中，可以使用多個SHA將單個DAC的順序輸出路由到多個通道，如圖25所示，但這種做法不太普遍，因為使用多個DAC的方案通常更好。

圖24：使用多個 SHA和單個ADC的同步采樣

圖25：使用多個SHA和單個DAC的數據分配係統

SHA的最後一個應用如圖26所示：在一個數據采樣係統中，多個SHA級聯起來以產生模擬延遲。在SHA 1的保持間隔時間快要結束之前，SHA 2被置於保持模式。因此，總流水線延遲時間大於采樣周期T。這種技術常常用於多級流水線式分級ADC中，以提供連續多級的轉換延遲。在流水線式ADC中，50%占空比的采樣時鍾很普遍，因而可以利用交替的時鍾相位來驅動流水線中的各SHA（流水線式ADC詳見教程MT-024）。

圖26：用於產生模擬流水線延遲的SHA

采樣保持放大器

友情鏈接(QQ：317243736)