於是
，混頻器和調製器就成為射頻（RF）係統的基本構件。隨著無線通信標準的不斷演進，查看這些構件的特征並了解混頻器如何影響總體係統性能至關重要。

 

zaisuoyoudewuxianshejizhong，hunpinqihetiaozhiqidouzhichibianpinbingshixiantongxin。tamenquedingzhenggexinhaoliandejibenguige。tamendejieshouxinhaolianjuyouzuigaogonglv
，duilaizifashetongluzhongdeshumozhuanhuanqi（DAC）的信號進行上變頻，並實現數字預失真（DPD）係統
，從而影響整個通信係統的性能。

 

那麼
，基本混頻器的工作原理如何

？有哪些重要規格要考慮？目前有哪些混頻器和調製器方案可用來改進和簡化係統設計？

 

基本混頻器工作原理

 

zuijiandandehunpinqijiushiyigechengfaqi。hunpinqishijishangshigeduishuruxinhaoxiangchengyichanshengxinpinlvdeshuchuxinhao。shepintiaozhiqihejietiaoqibenzhishangjiushihunpinqi。zhexieqijianhuoqujidaishuruxinhao，bingshuchushepintiaozhixinhao（反之亦然）。

 

由於影響混頻器的因素同時也會影響調製器，因此本文主要從混頻器的角度進行探討。接收器一般采用下變頻來實現高頻RF信號的處理，發射器則將低頻基帶信號轉換成高速射頻。混頻器的所有部分都像負載和源一樣。

 

 

在第一個示例中，我們以下變頻為例。兩個輸入分別為RF和本地振蕩器（LO）。輸出為中頻（IF）。輸出信號包含輸入的和與差（圖1）。我們可以從數學上解釋這些混頻輸出分量：

 

RF輸入 = A1sin（ω1t + φ1）

 

LO輸入 = A2sin（ω2t + φ2） 

 

輸出IF = A1A2sin（ω1t + φ1） sin（ω2t + φ2）

 

通過三角恒等式，我們可以得到包含和與差的輸出：

 

輸出IF = （A1A2/2） {cos［（ω1 + ω2）t +（φ1 + φ2）］ + cos［（ω1 – ω2）t – （φ1 - φ2）］}

 

要獲得進行信號處理所需的信號質量，可能需要多個下變頻過程和濾波，具體取決於IF頻率和係統級規劃。（LO 〉 RF為本振上注入式，RF 〉 LO為本振下注入式。）

 

上變頻過程中的混頻器一般在產生基帶信號後采用。在這個過程中
，IF為輸入，RF為輸出。此外，輸出為輸入信號的和與差。

 

需要在輸入和輸出端進行額外的濾波
，以便減少有害產物
，獲得與接收信號鏈相似的理想性能。

 

變頻增益

 

變頻增益是混頻器的主要衡量標準，可用於在生產中進行功能驗證。變頻增益是輸出信號電平與輸入信號電平之比，通常以dB表示。無源混頻器的變頻損耗一般與插入損耗表示。

 

一般來講，大多數混頻器的變頻損耗介於4.5與9dB之間。這取決於混頻器類型以及混頻器不平衡
、平衡-bupinghengbianhuanqibupipeiheerjiguanchuanliandianzudengsuoyouewaidesunhao。kuanpindaihunpinqigengrongyichanshengjiaogaodebianpinsunhao
，yinweitamenxuyaozaizhenggeshurudaikuanshangweichipingheng。bianpinzengyihuiyingxiangzongxitongzidongzengyikongzhi（AGC）規劃、DPD係統算法和靈敏度規劃。

 

噪聲

 

混頻器在進行頻率轉換時會給信號帶來噪聲。相對於發熱狀態下輸出端SNR的輸入端信噪比（SNR）稱為噪聲係數：

 

噪聲係數F = （SNR）In/（SNR）Out

 

噪聲指數NF = 10log（F）

 

從級聯噪聲指數可以看出（G為各級的增益），第一個級的影響最大。因此在基本接收係統中，開關、濾波器和混頻器前的低噪聲放大器（LNA）都會增加總係統的噪聲係數。仔細地選擇這些元器件和混頻器可以最大限度地降低總噪聲並提升靈敏度。

 

請記住，LO驅動電平會影響轉換增益和噪聲。隨著LO功率的下降，噪聲也隨之下降。雙邊帶（DSB）混頻器和單邊帶（SSB）混頻器對噪聲的定義略有不同。對於DSB而言，輸出端提供所需的IF和鏡像（針對到此為止討論的所有混頻器）。對於SSB而言
，鏡像會盡可能減少。

 

DSB噪聲包含來自RF和鏡像信號頻率的噪聲和信號。對於SSB噪聲而言
，鏡像信號在理論上丟失（雖然包含了鏡像噪聲）。理想的SSB混頻器的噪聲指數是同類DSB混頻器的噪聲指數的兩倍。

 

隔離

 

混頻器中的隔離在以下端口之間指定：RF與IF；LO與IF
；IF與RF以及LO與RF。隔離量度計算一個端口到另一個端口的泄漏功率。例如

，要測量LO到RF的隔離，隻需將一個信號施加到LO端口，然後測量RF端口的這個輸入LO信號的功率。

 

由於輸入信號（特別是LO）較高，足以導致係統性能下降
，因此隔離至關重要。LO泄漏會通過幹擾RF放大器或在天線端口輻射RF能量，從而幹擾輸入信號。LO至IF輸出的泄漏會壓縮接收器陣列中剩餘的IF單元，引起處理錯誤。

 

RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示電路平衡性能，該性能與變頻損耗有關。混頻器的平衡性能越好
，變頻損耗就越低；因此，也具有較好的變頻性能平坦度。理想情況下，隔離規格盡可能高，並且在最終的外形板設計上具有屏蔽和良好的布局。

 

1dB壓縮點

 

在接收係統中
，混頻器最有可能是整個係統中功率最高的器件。因此線性規格非常重要，它可以確定整個接收器的諸多係統規格。

 

在標準或線性工作條件下
，混頻器的變頻損耗是恒定的，與RF功率無關。這意味著，當你以1dB的幅度增加輸入功率時，輸出功率也會以1dB遞增。在P1dB壓縮點，輸入功率增加
，輸出不隨輸入功率線性增加，其值比線性輸出低1dB。

 

 

在P1dB點或更高點運行混頻器會使需要的IF或RF信號失真，同時會增加頻譜中的雜散量。完整信號鏈的1dB壓縮點會影響係統的動態範圍。混頻器的典型P1dB規格介於0至15 dB之間。P1dB越高，性能越高，係統動態範圍相應地越好。

 

三階截取點

 

與P1dB類似，三階截取點（IP3）也會影響係統性能。不佳的三階交調性能與IP3有(you)直(zhi)接(jie)關(guan)係(xi)，並(bing)且(qie)會(hui)增(zeng)加(jia)真(zhen)實(shi)工(gong)作(zuo)條(tiao)件(jian)下(xia)的(de)噪(zao)聲(sheng)基(ji)底(di)。這(zhe)看(kan)來(lai)會(hui)降(jiang)低(di)無(wu)線(xian)接(jie)收(shou)器(qi)的(de)靈(ling)敏(min)度(du)
，相(xiang)應(ying)地(di)降(jiang)低(di)整(zheng)個(ge)無(wu)線(xian)通(tong)信(xin)係(xi)統(tong)的(de)性(xing)能(neng)。因(yin)此(ci)
，IP3點越高越好。

 

要測量IP3，我們對RF輸入端施加兩個相同功率的輸入信號F1和F2 （假設這是下變頻過程）。要計算IP3，由於非常靠近相關的IP輸出，因此我們在（2F2 – F1） – FLO和（2F1 – F2） – FLO產生相關的三階交調失真（IMD3），由於未能達到實際的IP3點

，因此IP3點是從IMD3獲得的理論值。混頻器的輸出級在達到IP3之前飽和。一般對於無源混頻器而言
，高頻信號的IP3至少為P1dB以上15 dB，低頻信號的IP3至少為壓縮點以上10dB。

 

雜散信號

 

混頻過程會產生輸入信號的和與差的輸出以及大量額外的有害雜散信號（圖3）。這些雜散信號包括基本的混頻器輸入和輸出、其諧波產物（nRF、mLO或kIF）和交調產物
、nRF ± mLO（下變頻）和nLO ± mIF（上變頻）。

 

圖3：混hun頻pin器qi輸shu出chu的de頻pin譜pu圖tu顯xian示shi產chan生sheng的de所suo有you不bu同tong產chan物wu。需xu要yao的de信xin號hao為wei和he頻pin或huo差cha頻pin，不bu過guo請qing注zhu意yi
，有you害hai鏡jing像xiang信xin號hao和he二er階jie和he三san階jie信xin號hao為wei諧xie波bo的de結jie果guo。濾lv波bo有you助zhu於yu減jian少shao這zhe些xie有you害hai信xin號hao。

 

我們將這些交調產物定義為有害的混頻產物。這些雜散響應是由於輸入信號和LO的諧波混頻引起的。這些雜散信號的電平取決於諸多因素。信號輸入電平、負載阻抗、溫度和頻率都會影響雜散信號。

 

youyulvbodefuzaxingheshouzhexiezasanxiangyingyingxiangdepinlvxingnengdeguangfanxing，feixianxingshizhenchanwuhuiduikuandaixitongchanshengxiangdangdadeyingxiang。zhaidaiyingyongjinshoutongdaideshizhenchanwudeyingxiang。caiyongzugoudedaitonglvbokeyiyouxiaodijianshaodabufenyouhaichanwu。danshi
，ruqianmiantidaode

，IMD3產物極為靠近需要的信號，因此很難過濾出這樣的信號。

 

鏡像（邊帶抑製）

 

同時影響典型混頻器的接收通路和發射通路的一種信號是鏡像。與輸入信號距離2IF的信號將在下變頻過程中直接被轉換成與需要的輸入信號相同的IF。濾波和采用多個IF級和鏡像抑製混頻器（IRM）等方法可以最大限度地降低這種有害信號的影響。

 

鏡像就是按照係統規劃來自需要的輸出信號的“其它”輸出，這是因為任何簡單的混頻器的輸出都包含混頻的和與差。可在混頻器輸出端實現更高的鏡像抑製的高級混頻器設計稱為SSB或同相/正交（I/Q）調製器。例如
，TI公司的TRF372017是一款高集成度鎖相環/壓控振蕩器（PLL/VCO） I/Q調製器。

 

直流偏置

 

輸出頻譜的另一個關鍵部分是LO泄漏或直流偏置和載波抑製。隔離會影響混頻器的這種功能，直流偏置是表示混頻器不平衡的量度。此規格在I/Q調製器和解調器中特別重要。由於I/Q調製器和解調器本身就是兩個混頻器，因此這些混頻器的部分不平衡受兩個內部混頻器之間的增益差或偏置差影響。

 

具體來講，對於采用這些調製器和解調器的零IF係統，由於泄漏在信號帶寬內，因此直流偏置（載波抑製）會降低性能。

 

LO驅動電平

 

LO驅動電平是混頻器中需要設計工程師嚴密考量的一個規格。係統LO的de可ke用yong輸shu出chu功gong率lv可ke能neng限xian製zhi設she計ji中zhong的de混hun頻pin器qi選xuan擇ze方fang案an。驅qu動dong電dian平ping不bu足zu或huo者zhe過guo高gao會hui降jiang低di總zong混hun頻pin器qi性xing能neng。同tong時shi驅qu動dong電dian平ping過guo高gao還hai可ke能neng損sun壞huai器qi件jian。與yu無wu源yuan混hun頻pin器qi相xiang比bi，有you源yuan混hun頻pin器qi所suo需xu的deLO功率往往較少，並且LO功率範圍具有更高的靈活性，可獲得完整的混頻器性能。

 

混頻器拓撲

 

混hun頻pin器qi分fen為wei無wu源yuan混hun頻pin器qi和he有you源yuan混hun頻pin器qi。無wu源yuan混hun頻pin器qi采cai用yong二er極ji管guan和he無wu源yuan器qi件jian進jin行xing混hun頻pin和he濾lv波bo。無wu源yuan混hun頻pin器qi一yi般ban具ju有you更geng高gao的de線xian性xing度du，但dan變bian頻pin損sun耗hao或huo噪zao聲sheng較jiao高gao。此ci外wai還hai有you單dan平ping衡heng混hun頻pin器qi和he雙shuang平ping衡heng混hun頻pin器qi。單dan平ping衡heng混hun頻pin器qi具ju有you有you限xian的de隔ge離li，而er雙shuang平ping衡heng混hun頻pin器qi的de端duan口kou間jian隔ge離li好hao得de多duo
，並bing且qie線xian性xing度du更geng高gao。

 

大部分人都熟悉基本的肖特基二極管雙平衡混頻器。這種混頻器是性能最高的混頻器之一
，僅需要輸入端的一些匹配良好、低損耗的平衡-不平衡變換器和具有四橋配置的二極管。為了獲得更高的隔離，輸出信號在輸入信號端口（非LO）被分出。肖特基二極管的低導通電阻(Ron)和高頻性能使得這種混頻器成為理想之選，不過它有一個不足：需要高LO功率。

 

我們擁有各種有源混頻器選擇方案，包括雙極結晶體管（BJT）和FET混(hun)頻(pin)器(qi)以(yi)及(ji)可(ke)創(chuang)建(jian)真(zhen)正(zheng)的(de)乘(cheng)法(fa)器(qi)，從(cong)而(er)提(ti)升(sheng)隔(ge)離(li)和(he)偶(ou)次(ci)諧(xie)波(bo)的(de)吉(ji)爾(er)伯(bo)特(te)單(dan)元(yuan)拓(tuo)撲(pu)。吉(ji)爾(er)伯(bo)特(te)單(dan)元(yuan)拓(tuo)撲(pu)是(shi)到(dao)目(mu)前(qian)為(wei)止(zhi)最(zui)受(shou)歡(huan)迎(ying)的(de)有(you)源(yuan)混(hun)頻(pin)器(qi)設(she)計(ji)。

 

雖然這些混頻器可以提供極高的性能
，但是我們仍然需要濾波和多個IF級從需要的輸出中消除鏡像。鏡像始終距離需要的IF信號2IF。由於可調諧係統的複雜性越來越高
，濾波器必須跟蹤LO以維持性能。這種係統可能需要多個級和濾波，以便徹底消除較高IF的鏡像。

 

采用IRM時，我們可以通過相位抵消實現境像抑製
，而不采用濾波或多個IF級。設計從正交IF混頻器開始進行。這種混頻器整合了兩個雙平衡混頻器、一個90°分流器和一個零度分流器。要實現IRM的功能
，隻需要在IF端口後麵添加一個90°混合電路，以分隔鏡像和實信號
，使鏡像輸出終止或用於進一步的處理（圖4）。

 

圖4：鏡像抑製混頻器在接收器中最受歡迎。它可以通過相移去掉和頻或差頻產物

，產生單個輸出，而不需要濾波。LO進行90°相移，產生同相和正交相位信號
，與輸入的RF信號進行混頻。然後混頻器輸出互相進行90°相移

，從而去掉部分產物。

 

根據上文的討論，這種設計內部的兩個混頻器可能不匹配，因此在需要的IF輸出端口出現了一些下變頻鏡像。鏡像抑製是所需IF與同一端口的輸出端的鏡像之比。為提高IRM的性能
，良好的抑製匹配是關鍵的設計參數。

 

圖5：單邊帶上變頻器或調製器用於發射信號鏈中。此過程類似於接收信號鏈的鏡像抑製混頻器（圖4）。基帶（BB）信號被施加到同相（I）和90°相移（Q）混頻器，並與分成90°相移分量的LO信號進行混頻。增加了混頻器輸出，單個產物或邊帶為RF輸出。

 

至於上變頻
，我們有SSB混頻器或I/Q調製器。在SSB IRM中，鏡像和有效輸出現在是這種拓撲結構中的輸入

，RFIn是RFOut。圖5通過BB（基帶）輸入頻率或發射通路中的IF信號簡化了這種配置。下式顯示這種SSB或I/Q調製器如何抑製或減少鏡像。

 

BB I = Asin（ωmt）

 

BB Q = Acos（ωmt）

 

LO通過分相電路施加一個CW輸入時：

 

LO同相 = sin（ωct）

 

LO正交 = cos（ωct）

 

因此，通過三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中。從這裏我們可以看出
， 去掉了上邊帶（ωc + ωm）器件（USB），而隻保留了最低有效位（LSB）。輸出為：

 

RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t）

 

顯然，這是一個理想的SSM，其電路中不存在不平衡。但是
，在真實世界中，BJT、FET和二極管從未實現理想的平衡。總是存在增益和相位不匹配
，隔離將是有限的，因此RFOut端口將出現LO泄漏。基帶或IF信號不會實現理想的平衡，LO輸入也會不理想。

 

選擇I/Q調製器時影響最大的兩個指標是邊帶抑製和載波泄漏。直流偏置或載波抑製是有害的輸出LO分量
，這是隔離LO-RF端口和BB或IF信號直流不平衡的結果。邊帶抑製以dBc計,它是混頻器增益和相位平衡不匹配的結果。

 

 

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