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反激式LED驅動設計中是如何校正功率因數的？

發布時間：2014-04-24 責任編輯：sherryyu

【導讀】LED憑借著它使用壽命長、功效出色以及環保特性，得到廣泛的應用。但是也使得LED照明的要求更高，為了達到高要求的照明要求，通常會用一個集成PFC的單級反激式轉換器，和各種反激式拓撲電路。簡化了電路，也降低了成本，那麼到底它們是如何來校正功率因素的呢？且看下文。

作為一種固態光源，發光二級管(LED)具備使用壽命長、功效出色以及環保特性，因此得到了廣泛應用。目前，LED正在取代現有的照明光源，如白熾燈、熒光燈和HID燈等。若要點亮LED，需要用恒定電流進行操作，而且必須具有高功率因數。除了適用於固態照明的最新EnergyStar®指令要求功率超過3 W的照明光源具有大於0.9的功率因數，鎮流器輸入線路電流諧波還需要滿足IEC61000-3-2 C類規範的要求。

為了達到這些LED照明應用要求，通常會在低功率(<25 W) LED照明應用中使用一個集成PFC的單級反激式轉換器。此外，在各種反激式拓撲電路中，初級端調節(PSR)反激式電路是最為經濟高效的解決方案。通過使用具有初級端調節（PSR）的單級拓撲，LED照明電路板無需輸入電解電容和反饋電路，可用極少的外部元件來完成，從而將成本降至最低。圖1所示為單級PSR反激式LED驅動器電路。

具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器

圖 1：具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器

對於初級端調節，通常優先使用非連續導通工作模式(DCM)，因為它能提供極為精確的輸出調節[1]。為了實現高功率因數和低總諧波失真(THD)，通常會在開關頻率固定的DCM反激式轉換器中采用恒定導通時間控製。圖2所示為初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET開關柵極信號的典型理論波形。

DCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

圖 2： DCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

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在導通時間恒定的條件下，平均輸入電流如下式所示：

平均輸入電流

為次級二極管導通時變壓器初級端的反射電壓。

為了確保反激式轉換器在DCM模式下以單位功率因數工作並具備低THD性能，通常使用匝數比相對較小的變壓器。這類反激式變壓器會導致較小的開關占空比，使流過MOSFET開關和變壓器的峰值以及RMS電流變大，從而造成更多功耗損失。由於峰值開關電流較高，因此需要用到相對較大的EMI濾波器。

具有臨界導通工作模式(BCM)的反激式轉換器具有零電壓導通特性，可最大程度降低開關損耗，因此常用作單級PFC轉換器。具有BCM工作模式的單級PFC反激式轉換器工作原理詳見“參考資料”[2]。與DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定導通時間和可變開關頻率控製。用於PFC的BCM反激式方法適用於需要相對較高PF但總體諧波失真(THD)並不低於10%的很多應用。下麵的圖3顯示了其初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET柵極開關信號的理論波形。

BCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

圖3： BCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

如“參考資料”[2]中的詳細介紹，平均輸入電流表述如下：

平均輸入電流表述如下

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很遺憾，上文輸入電流等式中的分母使得電流波形呈現出明顯的非正弦形態，除非比率非常小。下麵的圖4顯示了BCM反激式拓撲的輸入電流波形，其中RVR為參數[2]。對輸入電流波形的諧波分析表明，若RVR為2，則很難獲得低於10%的THD。

以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形

圖4：以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形

在開關的關斷期間，開關上的最大電壓等於峰值輸入電壓加上反射電壓VR。因此，由於MOSFET開關的額定電壓限製，RVR的可能值範圍僅為1（美國標準輸入電壓）和2至3（歐洲標準輸入電壓）。對於采用通用輸入電壓的照明應用而言，為了達到相對較低的THD，必須使用800 V甚至1000 V MOSFET，以使RVR比率盡可能低。它的開關頻率也有可能變得非常高，尤其是在高輸入交流電壓的LED調光應用中。

仔細回顧上述表達式可得出以下結論：

1. 無需作為參考用於MOSFET峰值漏極電流的輸入電壓。如果導通時間在半周期間是恒定的，則峰值漏極電流將會隨著輸入電壓的變化而變化。

2. shurudianliuboxingbulixiangdezhuyaoyuanyinshikebianpinlv，gengqueqiedishuoshikebianzhankongbi。zailoujidianliuboxingxiangtongdeqingkuangxia，ruguozhankongbizaibanzhouqijianbaochihengding，zeshurudianliujianghuishizhengxianquxian。

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