誤區一

 

降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

 

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關係已廣為人知，可以用約翰遜噪聲等式來描述：

 

 

erms為均方根電壓噪聲

 

k為玻爾茲曼常數

 

T為溫度（單位為K）

 

R為電阻值
，B為帶寬

 

這讓許多工程師得出結論：weilejiangdizaosheng，yingdangjiangdidianzuzhi。suiranzhechangchangshizhengquede，danbuyingjiucirendingtashipubianzhenli
，yinweizaiyouxielizizhong，jiaodadedianzufanernenggougaishanzaoshengxingneng。

 

在大多數情況下，測量電流的方法是讓它通過一個電阻，然後測量所得到的電壓。根據歐姆定律V = I ×R，產(chan)生(sheng)的(de)電(dian)壓(ya)與(yu)電(dian)阻(zu)值(zhi)成(cheng)正(zheng)比(bi)
，但(dan)正(zheng)如(ru)上(shang)式(shi)所(suo)示(shi)
，電(dian)阻(zu)的(de)約(yue)翰(han)遜(xun)噪(zao)聲(sheng)與(yu)電(dian)阻(zu)值(zhi)的(de)平(ping)方(fang)根(gen)成(cheng)正(zheng)比(bi)。由(you)於(yu)這(zhe)個(ge)關(guan)係(xi)，電(dian)阻(zu)值(zhi)每(mei)提(ti)高(gao)一(yi)倍(bei)，信(xin)噪(zao)比(bi)可(ke)提(ti)高(gao)3dB。在產生的電壓過大或功耗過高之前

，此趨勢一直是正確的。

 

誤區二

 

所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加；

 

帶寬可以在最後計算時加以考慮。

 

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度加總（電壓噪聲源按平方和開根號）

，而不分別計算各噪聲源的rmszaosheng，keyijieshengshijian，danzhezhongjianhuajinshiyongyugezaoshengyuankandaodedaikuanxiangtongdeqingkuang。ruguogezaoshengyuankandaodedaikuanbutong，jiandanjiazongjiubianchengyigekepadexianjing。

 

圖1：使用rms噪聲而不是頻譜密度進行噪聲計算的理由

 

圖1顯示了過采樣係統中的情況。從噪聲頻譜密度看
，係統總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬，各級貢獻的rms噪聲其實非常相近。

 

誤區三

 

手工計算時必須包括每一個噪聲源

 

設she計ji時shi有you人ren可ke能neng忍ren不bu住zhu要yao考kao慮lv每mei一yi個ge噪zao聲sheng源yuan

，但dan設she計ji工gong程cheng師shi的de時shi間jian是shi寶bao貴gui的de，這zhe樣yang做zuo在zai大da型xing設she計ji中zhong會hui非fei常chang耗hao時shi。全quan麵mian的de噪zao聲sheng計ji算suan最zui好hao留liu給gei仿fang真zhen軟ruan件jian去qu做zuo。

 

不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢
？答案是忽略低於某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的 1 / 5 erms 值，其對總噪聲的貢獻將小於2%
，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪裏，但無論是 1 / 3
、 1 / 5 還是 1 / 10 （分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設計達到足以進行全麵仿真或計算的程度之前，沒必要擔心低於該閾值的較小噪聲源。

 

誤區四

 

應挑選噪聲為ADC  1 / 10 的ADC驅動器

 

模數轉換器(ADC)數據手冊可能建議利用噪聲為ADC 1 / 10 左右的低噪聲ADC驅動放大器來驅動模擬輸入。但是，這並非總是最佳選擇。在一個係統中，從係統角度權衡ADC驅動器噪聲常常是值得的。

 

首先，如果係統中ADC驅動器之前的噪聲源遠大於ADC驅動器噪聲，那麼選擇超低噪聲ADC驅動器不會給係統帶來任何好處。換言之，ADC驅動器應與係統其餘部分相稱。

 

其次，即使在隻有一個ADC和一個驅動放大器的簡單情況下，權衡噪聲並確定其對係統的影響仍是有利的。通過具體數值可以更清楚地了解其中的理由。

 

考慮一個係統采用16位ADC，其SNR值相當於100 μV rms噪聲，用作ADC驅動器的放大器具有μV rms噪聲。按和方根加總這些噪聲源
，得到總噪聲為100.5 rms
，非常接近ADC單獨的噪聲。可以考慮下麵兩個讓放大器ADC更為平衡的方案，以及它們對係統性能的影響：

 

如果用似的18位ADC代替16位ADC，前者的額定SNR相當於40 μV rms聲
，則總噪聲變為41 μV rms。

 

或者

，如果保留16位ADC，但更低功耗的放大器代替上述驅動器，該放大器貢獻30 μV rms聲，則噪聲變為104 μV rms。

 

就係統性能而言
，以上兩種方案之一可能是比原始組合更好的選擇。關鍵是要權衡利弊以及其對係統整體的影響。

 

誤區五

 

直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

 

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，然而

，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主
，1/f噪聲對總噪聲無貢獻
，因而不用計算1/f噪聲。

 

為了弄清這種效應

，考慮一個放大器（其1/f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz）。對於各種帶寬，計算10秒采集時間內包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲

，以確定不考慮1/f噪聲的影響。其中寬帶噪聲為：

 

 

當帶寬為fnc 的100倍時，寬帶噪聲開始占主導地位；

 

當帶寬超過fnc的1000倍時
，1/f噪聲微不足道。

 

現代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

 

表1：1/f 噪聲影響與電路帶寬的關係示例

 

誤區六

 

因為1/f噪聲隨著頻率降低而提高，

 

所以直流電路具有無限大噪聲。

 

雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實情況是

，如果認為直流是工作在0 Hz，那麼實際上並不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低
，趨近0 Hz，zhouqihuiyuelaiyuechang，qujinwuxianda。zheyiweizhecunzaiyigekeyiguancedezuidipinlv，napadianluzaililunshangshizhiliuxiangying。gaizuidipinlvqujueyucaijishichanghuokongjingshijian，yejiushiguanceqijianshuchudeshichang。ruguoyiminggongchengshikaiqiqijianbingguanceshuchu100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

 

現在通過一個數值例子來展開說明，考慮一個DC至1 kHz連續監控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz
，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計算為：

 

 

或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義
，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續增加到1 nHz（目前尚無測量證據）——也是如此。

 

理論上，如果沒有明確定義孔時間，1/f噪聲可以計算到一個等於電路壽命倒數的頻率。實踐中，電路在如此長時間內的偏差以老化效應和長期漂移為而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計算設定0.01 或1 mHz之類的最低頻率，以使計算切合實際。

 

誤區七

 

噪聲等效帶寬會使噪聲倍增

 

噪聲等效帶寬(NEB)對噪聲計算是一個很有用的簡化。由於截止頻率以上的增益不是0
，某些超出電路帶寬的噪聲會進入電路中。NEB是計算的理想磚牆濾波器的截止頻率，它會放入與實際電路相同的噪聲量。NEB大於–3 dB帶寬，已針對常用濾波器類型和階數進行計算。

 

對於單極點低通濾波器，它是–3dB帶寬的1.57倍，寫成公式就是：

 

 

然而
，關於應把該乘法因數放在噪聲公式中的何處，似乎一直存在混淆。請記住

，NEB調節的是帶寬，而非噪聲，因此應在根號下麵，如下式所示：

 

 

誤區八

 

電壓噪聲最低的放大器是最佳選擇

 

選擇運算放大器時shi，電dian壓ya噪zao聲sheng常chang常chang是shi設she計ji人ren員yuan唯wei一yi考kao慮lv的de噪zao聲sheng規gui格ge。其qi實shi電dian流liu噪zao聲sheng同tong樣yang不bu能neng忽hu略lve。除chu非fei在zai有you輸shu入ru偏pian置zhi電dian流liu補bu償chang等deng特te殊shu情qing況kuang下xia，電dian流liu噪zao聲sheng通tong常chang是shi輸shu入ru偏pian置zhi電dian流liu的de散san粒li噪zao聲sheng：

 

 

電dian流liu噪zao聲sheng通tong過guo源yuan電dian阻zu轉zhuan換huan為wei電dian壓ya
，因yin此ci，如ru果guo放fang大da器qi輸shu入ru端duan前qian麵mian有you一yi個ge大da電dian阻zu
，那na麼me電dian流liu噪zao聲sheng對dui係xi統tong噪zao聲sheng的de貢gong獻xian可ke能neng大da於yu電dian壓ya噪zao聲sheng。電dian流liu噪zao聲sheng會hui成cheng為wei問wen題ti的de典dian型xing情qing況kuang是shi使shi用yong低di噪zao聲sheng運yun算suan放fang大da器qi且qie其qi輸shu入ru端duan串chuan聯lian一yi個ge大da電dian阻zu時shi。

 

考慮低噪聲運算放大器ADA4898-1，其輸入端串聯一個10 kΩ電阻。ADA4898-1的電壓噪聲為：

 

 

10 kΩ電阻的噪聲為：

 

電流噪聲乘以10 kΩ電阻等於：

 

 

這是係統中的最大噪聲源。在類似這種電流噪聲占主導地位的情況下，常常可以找到電流噪聲較低的器件，從而降低係統噪聲；對精密放大器尤其如此
，不過高速FET輸入運算放大器對高速電路也可能有幫助。例如
，若不選擇ADA4898-1（從而得不到電壓低噪聲的好處），可以選擇AD8033或ADA4817-1等JFET輸入放大器。

 

誤區九

 

在第一級提供大部分增益可實現最佳噪聲性能

 

為wei了le實shi現xian更geng好hao的de噪zao聲sheng性xing能neng，常chang常chang建jian議yi在zai第di一yi級ji提ti供gong增zeng益yi
，這zhe是shi對dui的de
，因yin為wei信xin號hao會hui比bi隨sui後hou各ge級ji的de噪zao聲sheng要yao大da。然ran而er，這zhe樣yang做zuo的de缺que點dian是shi會hui削xue弱ruo係xi統tong能neng夠gou支zhi持chi的de最zui大da信xin號hao。某mou些xie情qing況kuang下xia，與yu其qi在zai第di一yi級ji提ti供gong很hen大da一yi部bu分fen增zeng益yi（雖然這樣可以提高測量靈敏度
，但會限製動態範圍），不如限製第一級提供的增益，並用高分辨率進行數字化處理，使靈敏度和動態範圍都達到最大。

 

誤區十

 

給定阻值時
，所有類型電阻的噪聲相同

 

電(dian)阻(zu)的(de)約(yue)翰(han)遜(xun)噪(zao)聲(sheng)非(fei)常(chang)重(zhong)要(yao)，以(yi)至(zhi)於(yu)我(wo)們(men)需(xu)要(yao)一(yi)個(ge)簡(jian)單(dan)的(de)公(gong)式(shi)來(lai)計(ji)算(suan)某(mou)一(yi)電(dian)阻(zu)在(zai)某(mou)一(yi)溫(wen)度(du)下(xia)的(de)噪(zao)聲(sheng)。然(ran)而(er)
，約(yue)翰(han)遜(xun)噪(zao)聲(sheng)是(shi)電(dian)阻(zu)中(zhong)可(ke)以(yi)觀(guan)測(ce)到(dao)的(de)最(zui)小(xiao)噪(zao)聲(sheng)，而(er)且(qie)並(bing)非(fei)所(suo)有(you)類(lei)型(xing)的(de)電(dian)阻(zu)都(dou)有(you)同(tong)等(deng)噪(zao)聲(sheng)。

 

還有過量噪聲，它是電阻中1/f噪聲的來源之一，與電阻類型密切相關。過量噪聲（有時候也誤稱為電流噪聲）與電流在非連續介質中流動的方式有關。它被規定為噪聲指數(NI)
，單位為dB，以每十倍頻程1 μV rms/V dc 為基準。

 

這意味著：如果一個0 dB NI的電阻上有1 V dc 電壓，則給定十倍頻程時的過量噪聲為1 μV rms。碳和厚膜電阻的NI最高，可能高達+10 dB左右，在信號路徑的噪聲敏感部分中最好避免使用。薄膜電阻一般要好得多

，約為–20 dB
；金屬箔和繞線電阻可以低於–40 dB。

 

誤區十一

 

給定足夠長的采集時間，

 

均值法可將噪聲降至無限小。

 

一般認為均值法可將噪聲降低均值數的平方根倍。這在一定條件下是成立的，即NSD必須保持平坦。然而，在1/f範圍內和其他幾種情況下
，這種關係不成立。考慮在一個以恒定頻率fs采樣的係統中使用均值法，對n個樣本求均值並進行1/n抽取，返回m個抽取樣本。取n個平均值會將抽取後的有效采樣速率變為fs/n，係統看到的有效最大頻率降低n倍
，白噪聲降低√n倍。然而，獲得m個樣本的時間也會延長n倍
，因此係統可以看到的最低頻率也會降低n倍（記住，沒有0 Hz這種事）。

 

取的均值數越多，頻段上的這些最大和最小頻率就越往下移。一旦最大和最小頻率均在1/f範圍內

，總噪聲便僅取決於這些頻率之比，再提高均值數對降低噪聲沒有進一步的好處。同樣的道理也適用於多斜率等積分ADC的長積分時間。除了數學上的限製以外，還存在其他實際限製。

 

若量化噪聲是主要噪聲源

，使得直流輸入電壓下的ADC輸出為一個無閃爍的恒定碼，則任何數量的均值都會返回同一個碼。

 

 

來源：ADI