【導讀】作為昂貴的傳統大型無源濾波器的出色替代品，有源電磁幹擾濾波器 (AEF) 可以幫助設計人員應對不斷增加的 EMI挑戰、提高功率密度以及降低電源解決方案的成本。參考文獻展示了在德州儀器 (TI) LM25149-Q1 降壓控製器中實施 AEF 後
，尺寸減小大約 50%，體積減小超過75%。

大多數 AEF 使用基於運算放大器的有源電路來檢測噪聲並注入適當的消除信號以降低 EMI，例如 LM25149-Q1 中集成的 AEF。為了使用這種 AEF 實現出色性能，運算放大器電路需要保持穩定且運算放大器應處於非飽和狀態。否則
，AEF 的性能會更差
，甚至可能會在係統中注入額外的噪聲。本文將探討如何采用適當的補償和阻尼技術實現AEF 的穩定性和出色性能。

AEF 補償

圖 1(a) 顯示了一個無補償的 AEF。在圖 1 中，V_S 是噪聲源，Z_S是內部阻抗，Z_L 是線路阻抗穩定網絡或電源的阻抗，C_in 是電源轉換器的輸入電容器，L 是差模電感器
，C_sense 和 C_inj是感應電容器和注入電容器


，R_{DC_fb} 為Op_amp 提供直流反饋

，C_para 是電源布線和接地之間的寄生電容。

作為一個基於運算放大器的反饋電路
，圖 1(a) 中的 AEF 會變得不穩定
，進而導致運算放大器飽和。在這種情況下，AEF 的性能會受到顯著影響，並且 AEF 可能會消耗更多功率並在係統中注入額外的噪聲。由於運算放大器的負載網絡很複雜，圖 1a 中的 AEF 在低頻和高頻下都會不穩定。

在低頻（例如在 10 kHz 與 50 kHz 之間）下

，環路增益的相位會變為正 180 度，係統會變得不穩定，造成這種問題的主要原因是 C_inj 與 L 以及 C_sen 與 R_{DC_fb} 形成了分壓器。低頻補償的一種方法是添加 R_comp 和 C_comp 與 R_{DC_fb}並聯，如圖 1(b) 所示。C_comp 通過使反饋網絡在低頻下具有容性來進行低頻補償。R_comp 用於確保 AEF 的性能。此外，轉換器的輸入端通常用電解電容器來存儲能量並確保轉換器穩定。電解電容器的等效串聯電阻 (ESR) 也有助於提高低頻穩定性。

圖 1. 無補償的 AEF (a) ；有補償的 AEF (b) 。

在高頻下，運算放大器和 C_para deshuchuzukanghuichanshengyigejidian
，zaochenghuanluzengyidexiangweizhihou。ciwai
，yunsuanfangdaqitongchangjuyoudipinjidian。yinci，huanluzengyizaigaopinxiajiangjuyoulianggejidianqieqixiangweijiejinfu 180°
，這會導致在高頻下不穩定。R_comp1 和C_comp1 （圖 1(b) 中）用於高頻補償，大小為 100 nF 和0.5Ω。R_comp1 和 C_comp1 可以增加高頻下環路增益的相位，使係統具有足夠的相位裕度來保證高頻穩定性。在某些應用中
，高頻陶瓷電容器（例如 10 nF 或 100 nF）對於高頻噪聲過濾或對於保護電路（例如用於反向保護的智能二極管）而言是必不可少的。在此類情況下，有幾種方法可以保持高頻穩定性：

●   在檢測/注入節點和高頻陶瓷電容器之間插入鐵氧體磁珠以將它們解耦。

●   添加與高頻電容器串聯的小電阻器以進行補償。

●   將高頻電容器放置在遠離 AEF 的位置，因為陶瓷電容

器和印刷電路板布線的 ESR 和等效串聯電感 (ESL) 也有助於提高高頻穩定性。

總體而言
，必須確保檢測/注入節點對地的阻抗不受高頻（10 MHz 至 50 MHz）電容控製。

AEF 阻尼

由於熱變化或開關抖動，電源轉換器可能會在低於開關頻率的頻率下產生噪聲（在本文中被稱為低頻幹擾）。對於圖 1(b) 中的 AEF
，方程式 1 將其等效阻抗表示為：

其中，Z_op 和 G_{op_amp} 是輸出阻抗和從檢測節點到運算放大器輸出端的電壓增益
，而 Z_{C_inj} 是注入電容器的阻抗。

根據方程式 1，圖 1(b) 中的 AEF 的等效阻抗在低頻下具有容性。因此，AEF 會在低頻（例如在 10 kHz 到 100 kHz之間）下與差模電感器 L 發(fa)生(sheng)諧(xie)振(zhen)。考(kao)慮(lv)到(dao)這(zhe)種(zhong)諧(xie)振(zhen)，低(di)頻(pin)幹(gan)擾(rao)會(hui)使(shi)運(yun)算(suan)放(fang)大(da)器(qi)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)和(he)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)較(jiao)大(da)。由(you)於(yu)運(yun)算(suan)放(fang)大(da)器(qi)的(de)輸(shu)出(chu)擺(bai)幅(fu)和(he)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)能(neng)力(li)有(you)限(xian)
，運(yun)算(suan)放(fang)大(da)器(qi)會(hui)進(jin)入(ru)非(fei)線(xian)性(xing)區(qu)域(yu)甚(shen)至(zhi)達(da)到(dao)飽(bao)和(he)狀(zhuang)態(tai)，這(zhe)可(ke)能(neng)會(hui)影(ying)響(xiang) AEF 性能並導致 AEF 向係統中注入額外的噪聲。

處理這一問題需要抑製諧振。圖 2 顯示的兩種阻尼方法使AEF 在諧振頻率下具有較小的電容。在圖 2(a) 中，阻尼電阻器 R_damp 被插入到注入路徑中。這樣

，R_damp 越大，諧振阻尼越佳。然而，插入阻尼網絡後，方程式 2 將 AEF 的等效阻抗表示為：

其中，Z_damp 是阻尼網絡的阻抗。

較大的 R_damp 會增加 Z_{eq_AEF} ，從而影響 AEF 的性能。所以這種阻尼方法主要適用於高頻開關轉換器，比如 2 MHz的開關轉換器。為了有效抑製諧振
，品質因數應在 1 左右或以下。若要使品質因數接近 1，請在計算 R_damp時采用方程式 3：

為了提高圖 2(a) 所示的 AEF 的性能，請將電容器 C_damp與阻尼電阻器 R_damp 並聯，如圖 2(b) 所示。在諧振頻率下，電阻器 R_damp 將控製阻尼網絡的阻抗以抑製諧振。在AEF 需要進行噪聲衰減的高頻下，電容器 C_damp 將控製阻尼網絡的阻抗，從而確保 AEF 的性能。按照中所示的類似優化方法
，方程式 4 和方程式 5 表示了一個用於諧振阻尼的良好 R_damp 和 C_damp 組合：

圖 2. 抑製差模電感器和 AEF 諧振的方法：電阻器阻尼 (a)

；電阻器和電容器並聯阻尼 (b) 。

圖 3 顯示了 400 kHz 降壓轉換器在 10 kHz 至 1 MHz 範圍內的頻譜測試結果（對應於 AEF 關閉、AEF 開啟但無阻尼、AEF 開啟且有電阻器-電容器並聯阻尼的情況），其中基於方程式 4 和方程式 5 選擇 R_damp 和 C_damp 。在圖 4 中無阻尼的情況下


，諧振會在大約 30 kHz 處出現尖峰
，這會影響 AEF 性能並使本底噪聲增加。使用阻尼網絡後，諧振尖峰現在位於 45 kHz 處，但其幅度大大降低，這意味著已成功抑製諧振。因此，AEF 有效地抑製了高頻噪聲，並且本底噪聲大幅降低。

圖 3. 有阻尼和無阻尼的測試結果。

同時具有補償和阻尼特性的 AEF 性能

通過進行適當的補償和阻尼，AEF 可以實現顯著的降噪效果
，如圖 4 所示。測量結果是使用 440 kHz 電源轉換器獲得的，輸入電壓為 12V，輸出為 5V/5A。AEF 和轉換器均采用 LM25149-Q1 實現。L 為 1µH

，C_sense 為 100 nF，R_{DC_fb} 為 50 kΩ，C_inj 為 470 nF。針對補償
，低頻補償采用 1 kΩ R_comp 和 1 nF C_comp ，高頻補償采用 0.5 ΩR_comp1和 100 nF C_comp1 。

針對阻尼，使用的是電阻器和電容器並聯阻尼
；R_damp 為15 Ω
，C_damp 為 220 nF。如圖 4 所示，AEF 在 440 kHz下可實現約 50 dB 的噪聲衰減。與性能類似的無源濾波器相比
，尺寸可以縮小約 50%，體積可以縮小約 75%。

圖 4. 進行適當補償和阻尼的 AEF 的降噪情況。

結論

補償和阻尼對於實現良好的 AEF 性能至關重要。本文討論的方法都可以通過 LM25149 中集成的 AEF 輕鬆實現。通過采用適當的補償和阻尼，AEF 可以實現顯著的降噪效果。電力電子設計人員應該利用 AEF 來實現更高的功率密度

、更高的效率和更低的成本。

作者：Yongbin Chu ；Yogesh Ramadass  來源：TI

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