fanjishizhuanhuanqiyouhenduoyoudian
，lirutashichengbenzuididegelishidianyuanzhuanhuanqi
，keyiqingsongtigongduogeshuchudianya，tashijiandandeyuanbiankongzhiqi，keyitigonggaoda300Wdegonglvshuchu。fanjishizhuanhuanqikeyongyuxuduolixianyingyong
，congdianshidaoshoujichongdianqi，yijidianxinhegongyeyingyong。danqishejixuanzeguoduo，erqiejibencaozuolingrenwangershengqie

，youqiduinaxiezhiqianmeiyoushejiguocileizhuanhuanqiderenlaishuogengshiruci。benwenjiangyi53 VDC-12V@5A連續導通模式 (CCM) 反激式轉換器為例，給出一些關鍵的設計考量因素。

 

圖1顯示了詳細的60W反激式轉換器設計原理圖，其工作頻率為250 kHz。當 FET Q2導通時，輸入電壓施加在變壓器的原邊繞組上。繞組中的電流逐步上升，從而將能量存儲在變壓器中。 由於輸出整流器 D1 為反向偏置，因此流向輸出的電流被阻斷。當 Q2關斷時，原邊電流被阻斷，迫使繞組的電壓極性反轉。電流流出副邊繞組，使繞組電壓的極性反轉為正向電壓。 D1 導通，向輸出負載提供電流並為輸出電容器充電。

我wo們men可ke以yi添tian加jia額e外wai的de變bian壓ya器qi繞rao組zu，甚shen至zhi堆dui疊die在zai其qi他ta繞rao組zu上shang麵mian，以yi獲huo得de額e外wai的de輸shu出chu。但dan是shi


，增zeng加jia的de輸shu出chu越yue多duo，調tiao整zheng率lv就jiu會hui越yue差cha，因yin為wei繞rao組zu和he磁ci芯xin（耦合）zhijiandecitonglianbulixiangyijiraozudewulifenlidouhuichanshengloudiangan。loudianganzuoweiyuyuanbianheshuchuraozuchuanliandezasandiangan，huiyinfayuraozuchuanliandeyiwaiyajiang
，congershishishangjiangdileshuchudianyatiaozhengjingdu。changyongdejingyanfazeshi
，caiyongqiadangraoxiandebianyaqizaijiaochafuzaixiahuodebianhualvzai+/-5%至10%zhijiandefeiwenyashuchu。ciwai，zhongzaiwenyashuchuhuiyouyufengzhijiancexieloudianganyinqidedianyajianfengerdaozhikongzaifubianshuchudianyadafuzengjia。zaizhezhongqingkuangxia，yujiazaihuoruanqianweijiangyouzhuyuxianzhidianya。

 

連續導通模式（CCM）和非連續導通模式 (DCM) 各有其優點。根據定義
，DCM 操作發生在輸出整流器電流降至0A，下一個周期開始之前。DCM 操作的優勢包括：較低的原邊電感（通常可以實現較小尺寸的電源變壓器），消除了整流器的反向恢複損耗和 FET 導通損耗

，而且沒有右半平麵零點。但是，與CCM相比，這些優勢又被一些缺陷所抵消，如原邊和副邊中較高的峰值電流
、增加的輸入和輸出電容、增加的電磁幹擾 (EMI)以及輕載下降低的占空比。

 

圖2: CCM與DCM反激轉換器FET和整流器電流的比較。

 

圖2表明了在最小VIN下
，CCM和DCM模式下的負載從最大值下降到約25%時，Q2和D1中的電流變化。CCM模式下

，當輸入電壓固定且負載介於其最大和最小設計水平（約25%）之間時，占空比恒定。電流“基礎”水平隨著負載的減少而降低
，直到進入DCM模式，此時占空比下降。在DCM模式下，最大占空比僅在VIN最小和負載最大時出現。占空比隨著輸入電壓的增加或負載的減少而降低。

 

這會導致高壓線路和最小負載下的占空比變小，因此請確保您的控製器可以在此最短導通時間正常運行。在整流器電流達到 0A後，DCM 操作會給低於50%的占空比操作引入死區時間。其特征是FET漏極上的正弦電壓
，它由剩餘電流
、寄生電容和漏電感設置
，通常為良性。在此設計中，采用CCM操作是為了通過降低開關損耗和變壓器損耗來實現更高的效率。

 

該設計使用原邊參考14V偏置繞組
，在12Vshuchudadaowenyahouweikongzhiqigongdian，yuzhijietongguoshurugongdianxiangbi，jiangdilesunhao。lingwai，woxuanzeleliangjishuchulvboqiyishixiandiwenbodianya。diyijitaocidianrongqichulilaiziD1脈動電流的高RMS電流。再通過濾波器L1和C9/C10將紋波電壓降低大約10倍
，同時降低C9/C10 中的RMS電流。如果可以接受較高的輸出紋波電壓，也可以取消L/C濾波器，但輸出電容器必須能夠處理全部RMS電流。

 

UCC3809-1和UCC3809-2 控製器專為隔離式應用而設計
，可以直接與U2光耦合器連接。在非隔離式設計中，可以取掉U2和U3以及直接連接到控製器的電壓反饋電阻分壓器，例如帶有內部誤差放大器的UCC3813-x係列。

 

Q2 和 D1 上的開關電壓會在變壓器繞組間和元件寄生電容中產生高頻共模電流。如果沒有 EMI 電容器 C12 提供返回路徑，這些電流將流入輸入和/或輸出，增加噪聲並可能導致操作不穩定。

 

Q3/R19/C18/R17組合通過將振蕩器的電壓斜坡與 R18 的原邊電流采樣電壓相加來提供斜坡補償
，用於實現電流模式控製。斜坡補償消除了次諧波振蕩（寬占空比脈衝後麵緊跟窄脈衝的現象）。由於該轉換器設計為不超過50%的de占zhan空kong比bi操cao作zuo，因yin此ci我wo添tian加jia了le斜xie坡po補bu償chang以yi降jiang低di開kai關guan抖dou動dong敏min感gan性xing。不bu過guo要yao注zhu意yi，過guo大da的de電dian壓ya斜xie率lv會hui將jiang控kong製zhi回hui路lu推tui向xiang電dian壓ya控kong製zhi模mo式shi並bing可ke能neng引yin起qi不bu穩wen定ding。最zui後hou，光guang耦ou合he器qi傳chuan輸shu來lai自zi副fu邊bian的de誤wu差cha信xin號hao以yi保bao持chi輸shu出chu電dian壓ya的de穩wen定ding。反fan饋kui (FB) 信號包括電流斜坡、斜坡補償、輸出誤差信號和用於降低過流閾值的DC偏移。

 

圖3為Q2和D1的電壓波形
，反映出一些漏電感和二極管反向恢複引起了振鈴。

 

圖3：通過鉗位和緩衝器限製FET和整流器振鈴（57 VIN


，12V/5A）。

 

在要求低成本隔離式轉換器的應用中

，反激是標準拓撲。本設計示例涵蓋了CCM 反激拓撲設計的基本注意事項。關注我們可以了解後續更詳細的功率級設計計算。

（來源：轉載自《電子工程專輯》網站，作者：John Betten，參考原文：Flyback converter design considerations。）