專zhuan用yong集ji成cheng電dian路lu的de應ying用yong使shi電dian流liu監jian控kong變bian得de越yue來lai越yue簡jian單dan。各ge種zhong電dian流liu監jian控kong集ji成cheng電dian路lu隨sui時shi買mai得de到dao，而er且qie多duo數shu情qing況kuang下xia都dou工gong作zuo得de很hen好hao
，還hai有you各ge種zhong儀yi表biao放fang大da器qi也ye是shi如ru此ci。使用分立元件構建電流監控器似乎顯得多餘，然而在某些情況下，特別是在有現成的低壓元件時，使用分立元件的電路來進行電流監控可能是最好的方法。

 

本設計實例中的電路用於監控伺服係統+180/−180V電源的兩個電源軌中的電流。圖1顯示了用於監控負軌的電路相關部分。監控正軌的電路隻需用PNP設備替換NPN即可。采用價格便宜的雙晶體管和1％電阻來設置Iref以及Re1和Re2可獲得最佳效果。Rsense應為0.1％並且具有足夠的額定功耗。

 

圖1：負軌監控電路。

 

圖1所示電路和所有類似拓撲結構的設計靈感均來自電流鏡拓撲結構，以及Re2上的電流隨Rsense上的電流、Rc1上的電壓隨Rsense上的電壓線性變化的這個概念。

 

該電路的作用依賴於Re1和Re2。讓Iref相當小而Re2和Re1相當大，當Re2和Re1的值相等時，相對於Rsense上的電壓，發射極的電壓將增加。當負載在無負載和滿負載之間變化時，這將反過來減小輸出設備上Vce的變化。

 

因此，審慎而明智地選擇Iref
、Re1、Re2、Rc2和Rc1可以防止Q2進入飽和狀態並且不會超過晶體管的最大工作電壓。請記住，hoe=I（集電極）/VA（早期電壓）意味著減少Ic的變化也會減少β的變化，從而改善線性度。Rc是Rc1和Rc2之和，因此比率Rc1/Rc確定無負載時Vout−處的偏移。滿載時Rsense上的電壓決定了Re2和Rc1的電流變化，從而決定了Vout−的滿量程輸出。一旦Iref值建立，就可以很容易計算出Rc和Rd上所需的無負載電壓。通過使用發射極電阻
，可以顯著降低Vce變化對Q2的β的影響，而且從仿真數據可以看出，β的變化對負載電流和輸出電壓之間相關性的影響相對較小。鑒於這些結果
，采用類似於Wilson電流鏡的配置似乎並沒有必要。

 

圖2和圖3顯示了用恒流源產生Iref的替代解決方案。如果Vss穩定且沒有紋波，則可以省略恒流源發生器，並且可以通過設定Rd值來提供Iref。

 

圖2：用恒流源產生Iref的替代解決方案。

 

圖3：設置FET偏置
，使啟動時Iref不會導致Vce或Vds超過最大值。

 

圖4所示的電路反轉了Vout-，消除了偏移，並將輸出調整到所需範圍
，同時還可以過濾輸出端出現的電源紋波或負載尖峰。若配以帶有ADC的微控製器
，則可以將電路簡化為僅反轉Vout-。

 

圖4：反轉Vout-消除了偏移

，將輸出調整到所需範圍，並可以過濾輸出端的電源紋波或負載尖峰。

 

如果滿載時VRe1至少比VRsense大10倍，那麼Q2將不會進入飽和狀態，並且：

 

Iref=IRe1，無負載
，即Iload=0，那麼：

 

Vccs是恒流源兩端的電壓
，IRe1約等於Iref
，Vbe可以為0.6到0.65V：

 

Vce是Q2上無負載時所需的最大電壓。IRe2約等於Iref，那麼：
 

 

 

Vout-無負載時所需的失調電壓決定了Rc1的值：

 

 

由於I(Rsense)=Iref/10，因此可以估算滿載時的IRe2：

 

 

在最大負載電流下
，Vout−的滿量程值約為：

 

 

采用LTspice電路仿真軟件產生圖5、圖6和圖7的曲線
，以顯示電路工作期間的線性度
、濾波效果以及Vce和Vds。負載電流從0增加到1安培，輸出電壓疊加在負載電流上。其結果與實際的電路性能非常接近。

 

由於負載電流尖峰值持續時間短
，濾波防止了跳閘。隔離雖可能沒有必要
，但在設計高壓電路時應始終予以考慮。

 

圖5：將圖4中25nF的電容C1去掉後的Vout。

 

圖6：圖4中加上25nF電容C1時的Vout。

 

圖7：有源設備上的電壓。