今天，對於新ICyuanqijianhejishudexuqiuyiranyilingrenchijingdesuduzengchang。shangyeheguofanggongyeshixuqiuzengchangdezhuyaocijiyinsu。muqianshejibandaotixingyededabufenxinguigedouweiraozhejiangdichicun(size)、重量(weight)和功耗(power)而展開——即SWaP。在半導體行業，我們通過不斷改進的技術以及更巧妙的設計來滿足這些要求。然而，性能也是關鍵需求，尤其是GSPS領域的數模轉換器(DAC)技術。為了跟上這一步伐，人們常常忽略了關鍵的模擬輸出匹配網絡。

 

為了提供更高的清晰度，通常認為高頻是超過1 GHz的頻率，高速是超過1 GSPS的速度；更重要的是，最終用戶可能會在DAC之後集成一個放大器

，因此可用信號便不那麼依賴於信號電平
，而更多地依賴噪聲和保真度。本文將討論匹配元器件及其互連， 並在選擇變壓器或巴倫，以及涉及到應用連接配置技巧時重點關注關鍵規格。最後，本文將提供一些思路和優化技巧
，說明在GHz區域工作的DAC如何實現寬帶平滑阻抗變換。

 

 

DAC用途廣泛,最常見的用途包括：商業和軍事通信中的高頻複雜波形生成、無線基礎設施、自動測試設備(ATE)以及雷達和軍用幹擾電子產品。 係統架構師找到合適的DAC後，必須考慮輸出匹配網絡，以保持信號結構。元件選型和拓撲較之從前更為重要，因為GSPS DAC應用要求工作在超奈奎斯特頻率下，此時所需的頻譜信息位於第二
、第三或第四奈奎斯特區。

 

 

首先讓我們來考察DAC的作用
，及其在信號鏈中的位置。DAC的作用很像信號發生器。 它能在中心頻率(Fc)範圍內為複雜波形提供單音。以前，Fc最大值位於第一奈奎斯特區中，或者為采樣頻率的一半。較新的DAC設計具有內部時鍾倍頻器
，可以有效地倍增第一奈奎斯特區
；可將其稱為“混頻模式”操作。使用混頻模式的DAC自然輸出頻率響應具有sinX/e^(X^2)曲線的形狀
，如圖1所示。

 

係統架構師可參考產品數據手冊
，了解元器件性能。很多時候
，諸如功率水平和無雜散動態範圍(SFDR)等性能參數會給出多種頻率下的數值。明智的係統設計人員可將同一個DAC應用於上文所述的超奈奎斯特區中。值得注意的是，在較高頻率下（或較高區域中）預期輸出電平將會低得多，因此很多信號鏈會在DAC之後集成一個額外的增益模塊或驅動放大器，以補償該損耗。

圖1： DAC Sinx/x輸出頻率響應與混頻模式的關係 

 

 

隻有最終用戶設計和測得的最佳性能GSPS DAC才是好器件。為了最大程度發揮高品質DAC的性能
，應當隻選用最好的元器件。必須在一開始就作出重要的電路決定。 數據手冊上的DAC性能是否提供了足夠的輸出功率
？是否需要有源器件？信號鏈是否需要從DAC差分輸出傳送至單端環境？是否需要用到變壓器或巴倫
？巴倫的合適阻抗比是多少
？本文將重點討論巴倫或變壓器的使用。

 

選擇巴倫時，應仔細考慮相位和幅度不平衡1。阻抗比（即電壓增益）、帶寬、插入損耗和回損同樣也是重要的性能考慮因素。 采用巴倫進行設計並不總是簡單明了。例如，巴倫的特性隨頻率而改變，這會給預期蒙上陰影。有些巴倫對接地、布局布線和中心抽頭耦合敏感。

 

係統設計人員不應完全根據巴倫數據手冊上的性能作為器件選擇的唯一基礎。經驗在這裏能夠發揮巨大作用：存在PCB寄生效應時，巴倫以新的形式構成外部匹配網絡

；轉換器的內部阻抗（負載）同樣成為等式的一部分。

 

選擇巴倫時需注意的重要特性有很多
，本文不作深入討論。

 

目前市場上，Anaren、Hyperlabs
、Marki Microwave、MiniCircuits和Picosecond作(zuo)為(wei)最(zui)佳(jia)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)，可(ke)提(ti)供(gong)最(zui)寬(kuan)的(de)帶(dai)寬(kuan)。這(zhe)些(xie)專(zhuan)利(li)設(she)計(ji)采(cai)用(yong)特(te)殊(shu)拓(tuo)撲(pu)，允(yun)許(xu)隻(zhi)采(cai)用(yong)單(dan)一(yi)器(qi)件(jian)實(shi)現(xian)千(qian)兆(zhao)區(qu)域(yu)帶(dai)寬(kuan)擴(kuo)展(zhan)，從(cong)而(er)提(ti)供(gong)更(geng)高(gao)的(de)平(ping)衡(heng)度(du)。

 

使用單個巴倫或多個巴倫拓撲時
，最後需要注意的一點是，布局對於相位不平衡同樣具有重要作用。 為在高頻下保持最佳性能，布局應盡可能對稱。否則
，走線輕微失配可能使采用巴倫的前端設計變得毫無用處，甚至使動態範圍受限。

 

依(yi)賴(lai)頻(pin)率(lv)的(de)元(yuan)器(qi)件(jian)將(jiang)會(hui)始(shi)終(zhong)限(xian)製(zhi)帶(dai)寬(kuan)
，如(ru)並(bing)聯(lian)電(dian)容(rong)和(he)串(chuan)聯(lian)電(dian)感(gan)。也(ye)就(jiu)是(shi)說(shuo)，考(kao)慮(lv)優(you)化(hua)而(er)非(fei)匹(pi)配(pei)，可(ke)能(neng)更(geng)為(wei)有(you)效(xiao)。今(jin)天(tian)
，巴(ba)倫(lun)的(de)超(chao)寬(kuan)帶(dai)寬(kuan)幾(ji)乎(hu)不(bu)可(ke)能(neng)“配合”多倍頻程頻譜範圍。對以上參數的優化則要求對係統的最終用途有深入的了解。例如，電路是否需要提供最大功率傳輸，而較少考慮SFDR？或者是否需要最高線性度設計，同時突出SNR和SFDR而較少考慮DAC的輸出驅動強度？這意味著在應用中

，應當權衡每個參數的重要性。

 

本例中
，如圖2所示為AD9129 GSPS DAC輸出網絡。該網絡中的每個電阻和巴倫都可改變
，然而隨著每個電阻值的變化
，性能參數也會如表1所示發生改變。

圖2： AD9129 DAC輸出前端功能框圖 

表1： 幾種情形的數據定義 

 

讀者需注意，最佳元器件值之間的差異非常小。巴倫元件具有最大的變化值。下文圖3中的數據顯示DAC寬帶噪聲輸出模式的優化；DAC隻是在全部可用頻譜帶寬中產生信號音。

 

最初的情形顯示第一奈奎斯特區的可用功率下降，而第二、第三和第四奈奎斯特區中極有可能出現混疊信號音。情形2顯示第一和第二奈奎斯特區中的輸出電平增加，以及較高奈奎斯特區中的可用功率下降。最後，情形3為最佳情況，看上去在第一和第二奈奎斯特區具有良好的輸出功率，同時相比情形1，區域3和4中的可用功率保持在最低水平。

圖3： 寬帶噪聲模式中的DAC性能

圖4和5顯示DAC為單音模式時的記錄數據。圖5顯示多個奈奎斯特區中不同頻率的輸出功率水平。 圖4顯示各種情形與DAC輸出頻率下的SFDR。讀者應當對參數規劃的權衡取舍有一個更全麵的了解，因為隨著設計過程的展開
，必須理解這些參數並對其優化。 顯然，情形1可以通過替換為帶寬更寬的巴倫解決方案加以改進，即情形2。

 

在第二奈奎斯特區獲得更高的功率水平和更佳的SFDR。此外
，情形3中采用1:2寬帶巴倫
，則改進後的功率水平便得到了保持，同時進一步改進了係統的SFDR。其它重要發現有：在1900MHz附近存在SFDR的“最有效點”。該性能獨立於輸出元器件，這是因為DAC存在內部阻抗。

圖4： SFDR性能對比 

圖5： 輸出功率水平對比 

 

 

GSPS DAC的最新發展可讓設計人員在發射信號鏈上略過多個混頻級，直接處理所需的RF頻段。使用GSPS DAC時，必須仔細考慮輸出網絡。設計高速

、高分辨率轉換器布局時
，不容易照顧到所有的具體特性。從DAC輸出差分環境轉換至單端RF輸出時
，必須特別注意巴倫的選擇。

 

另外，設計GSPS DAC輸出網絡時，必須注意網絡的布局與拓撲
；走線寬度和長度是非常重要的參數，需加以優化。記住
，為了“配合”特定應用，需要滿足很多參數。