在傳統控製架構中
，有兩種因素會影響輸出負載變化的瞬態響應性能。 

 

第(di)一(yi)因(yin)素(su)是(shi)誤(wu)差(cha)放(fang)大(da)器(qi)。在(zai)電(dian)壓(ya)反(fan)饋(kui)環(huan)路(lu)中(zhong)，補(bu)償(chang)網(wang)絡(luo)的(de)誤(wu)差(cha)放(fang)大(da)器(qi)充(chong)當(dang)了(le)低(di)通(tong)濾(lv)波(bo)器(qi)的(de)作(zuo)用(yong)
，從(cong)而(er)拉(la)長(chang)了(le)變(bian)換(huan)器(qi)對(dui)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)變(bian)化(hua)的(de)響(xiang)應(ying)時(shi)間(jian)。

 

圖 1：電流模式DC/DC架構圖

 

圖 2 顯示了誤差放大器延遲對環路瞬態響應的影響。在這個示例中，負載電流從0A快速上升到20A
，從底部曲線可以看到，VOUT在(zai)恢(hui)複(fu)之(zhi)前(qian)出(chu)現(xian)了(le)明(ming)顯(xian)的(de)下(xia)降(jiang)。綠(lv)色(se)曲(qu)線(xian)為(wei)誤(wu)差(cha)放(fang)大(da)器(qi)的(de)輸(shu)出(chu)曲(qu)線(xian)
，在(zai)最(zui)大(da)下(xia)衝(chong)發(fa)生(sheng)後(hou)的(de)兩(liang)個(ge)周(zhou)期(qi)內(nei)，它(ta)才(cai)達(da)到(dao)最(zui)大(da)值(zhi)。此(ci)種(zhong)延(yan)遲(chi)由(you)誤(wu)差(cha)放(fang)大(da)器(qi)的(de)低(di)通(tong)濾(lv)波(bo)器(qi)引(yin)起(qi)。

 

圖 2：誤差放大器延遲對輸出下衝的影響

 

第二個因素為內部時鍾引起的開關周期延遲，內部時鍾將脈寬調製（PWM）控製反饋至輸出MOSFET。在連續電流控製工作模式下
，由於其控製頻率是固定的，所以MOSFETs的導通時序由時鍾周期決定。即使采用PWM占空比控製上管MOSFET的導通時間，在下一個時鍾周期開始之前它也無法再次導通。一旦上管MOSFET關斷


，負載電流會從0A上升至20A（見圖3）。誤差放大器的輸出會快速上升來響應
，但上管MOSFET必(bi)須(xu)等(deng)到(dao)下(xia)一(yi)個(ge)時(shi)鍾(zhong)周(zhou)期(qi)才(cai)會(hui)打(da)開(kai)。在(zai)這(zhe)期(qi)間(jian)
，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)持(chi)續(xu)下(xia)降(jiang)。陰(yin)影(ying)區(qu)域(yu)為(wei)負(fu)載(zai)電(dian)流(liu)與(yu)電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)的(de)差(cha)值(zhi)區(qu)域(yu)


，這(zhe)部(bu)分(fen)不(bu)足(zu)的(de)電(dian)流(liu)必(bi)須(xu)由(you)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)提(ti)供(gong)並(bing)會(hui)引(yin)起(qi)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)下(xia)衝(chong)。

 

圖 3：內部PWM時鍾周期對輸出下衝的影響

 

與傳統電壓/電流模式控製相比，恒定導通時間控製（COT）結構則非常簡單，它通過反饋電阻來采樣輸出電壓（見圖4），然後將輸出電壓紋波穀值直接與參考電壓進行對比，生成固定的導通時間脈衝來導通上管MOSFET。當導通時間脈衝到期後，上管MOSFET關斷（且下管導通）。 

 

圖 4：恒定導通時間DC/DC架構

 

COT架構無需傳統電壓/電流模式DC/DC控製中的補償網絡，變換器的設計更加簡單
，因為元器件變得更少，也無需花費很多時間來調整補償值。可靠的COT工作模式要求反饋節點上的輸出電壓斜坡足夠大以保證無抖頻工作。因此，斜坡應大於任一隨機係統中反饋輸入的噪音。 如果輸出電容具有足夠的等效串聯電阻(ESR)

，則由該ESR產生的反饋斜坡電壓主導電感的較小串聯電阻。在這種情況下，一個簡單的電阻分壓器網絡就足夠了 （參見圖5），通常可用於電解電容或POSCAP電容。 

 

圖 5：來自輸出電容ESR的COT反饋輸入斜坡電壓

 

圖 6：來自電感斜坡轉換電路的COT反饋輸入斜坡電壓

 

如果首選為低ESR的陶瓷電容，還可以使用額外的“斜坡發生器”電路來生成所需的反饋斜坡電壓 （參見圖6）。

 

需xu要yao注zhu意yi的de是shi

，反fan饋kui電dian壓ya會hui直zhi接jie輸shu入ru到dao比bi較jiao器qi中zhong，以yi驅qu動dong定ding時shi控kong製zhi塊kuai，沒mei有you誤wu差cha放fang大da器qi或huo內nei部bu固gu定ding頻pin率lv會hui導dao致zhi延yan遲chi從cong而er影ying響xiang瞬shun態tai響xiang應ying時shi間jian。 

COT控kong製zhi架jia構gou使shi用yong參can考kao比bi較jiao器qi輸shu出chu來lai觸chu發fa定ding時shi脈mai衝chong發fa生sheng器qi，而er不bu是shi使shi用yong固gu定ding頻pin率lv的de時shi鍾zhong。脈mai衝chong出chu現xian的de頻pin率lv由you輸shu出chu負fu載zai電dian流liu決jue定ding。在zai具ju有you穩wen定ding輸shu出chu電dian流liu要yao求qiu的de連lian續xu導dao通tong模mo式shi下xia，COT控製以近似固定的頻率運行。然而，在負載電流由低向高的跳變過程中
，COT脈(mai)衝(chong)發(fa)生(sheng)器(qi)輸(shu)出(chu)高(gao)頻(pin)脈(mai)衝(chong)
，以(yi)最(zui)大(da)限(xian)度(du)地(di)減(jian)少(shao)輸(shu)出(chu)下(xia)衝(chong)。一(yi)旦(dan)達(da)到(dao)正(zheng)常(chang)的(de)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)，脈(mai)衝(chong)頻(pin)率(lv)降(jiang)低(di)到(dao)維(wei)持(chi)穩(wen)定(ding)的(de)調(tiao)節(jie)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)所(suo)需(xu)的(de)水(shui)平(ping)。 

 

另外

，COT控kong製zhi的de瞬shun態tai響xiang應ying時shi間jian比bi傳chuan統tong的de電dian壓ya或huo電dian流liu模mo式shi控kong製zhi快kuai兩liang倍bei。較jiao低di的de下xia衝chong使shi它ta更geng容rong易yi滿man足zu負fu載zai電dian壓ya公gong差cha規gui格ge。這zhe也ye意yi味wei著zhe，與yu電dian壓ya或huo電dian流liu模mo式shi變bian換huan器qi相xiang比bi，基ji於yuCOT控製模式的變換器需要更少的輸出電容便能滿足給定的負載瞬態響應，既節省了空間尺寸又節約了成本。 

圖 7為電流控製與COT控製模式的對比圖。對於相同的負載電流升壓變換器來講，COT控製具有更快的切換速度，減小了電感與輸出電流之間的間隙，從而進一步減小輸出下衝。 

 

圖 7：對負載跳變的瞬態響應對比圖（電流模式對比COT控製模式）

 

COT 變頻控製結構的另一個優點是：zaiqingzaishi，maichongpinlvdedaolejinyibudejiangdi，keyibaochijiaogaodexiaolv。yinweizhiyoudangshuchufuzaixuyaoshicaihuifachumaichong，suoyiyujuyouyongjiukaiguanshizhongdedianyahuodianliumoshijiagouxiangbi，keyishixiangengxiaodeneibukaiguansunhao。zheyiweizhejiyuCOT的DC/DC變換器在輕載或空載條件下具有非常高的效率，是電池供電設備/具有省電模式設備的最佳選擇。 

 

綜上所述，COT控製由於其瞬態響應速度快、效率高、元件少、設計簡單等優點，完勝傳統電流和電壓模式控製方法解決方案。 

 

 

 

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